熊妮 曹以龍 任陽 江友華

摘要：模塊化多電平逆變器在混合PWM調(diào)制方式下，為解決傳統(tǒng)降頻方式導(dǎo)致的某些子模塊長期處于PWM狀態(tài)，造成子模塊間開關(guān)頻率不均，以致影響器件壽命等問題，提出一種基于保持因子的子模塊電容電壓改進(jìn)控制方法。分析了引入保持因子后各子模塊的狀態(tài)轉(zhuǎn)換過程，及產(chǎn)生子模塊間頻率不均衡的原因，確定了各狀態(tài)子模塊保持因子的取值要求。仿真結(jié)果驗(yàn)證了該改進(jìn)均壓方法的有效性，與傳統(tǒng)均壓控制相比，該方法能顯著降低并且均衡各子模塊的開關(guān)頻率。

關(guān)鍵詞：模塊化多電平；混合PWM調(diào)制；保持因子；開關(guān)頻率；均壓策略

中圖分類號：TM46文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號：2095-5383（2018）01-0020-07

近年來，全控型電力電子器件（IGBT，IGCT）發(fā)展迅速，使得基于電壓源換流器的高壓直流輸電（Voltage Sourced Converter HVDC，VSC-HVDC）越來越得到工業(yè)界的青睞。模塊化多電平換流器（Modular Multilevel Converter，MMC）作為新一代拓?fù)洌捎昧俗幽K級聯(lián)的多電平結(jié)構(gòu)，具有模塊化設(shè)計(jì)的特點(diǎn)，可擴(kuò)展性強(qiáng)且開關(guān)頻率低，適用于高壓大功率場合，是極具潛力的電壓源換流器[1-2]。

目前，MMC的調(diào)制方式主要包括脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulation）和最近電平調(diào)制法（Nearest Level Modulation，NLM）。PWM調(diào)制法可通過空間矢量合成或載波移相的方式生成PWM波，前者隨著電平數(shù)的增高，電壓矢量數(shù)會成立方倍增加[3]。而后者的每個(gè)子模塊都需要附加一個(gè)電容電壓控制，使其應(yīng)用受限[5]。對于NLM，可實(shí)現(xiàn)在電平上對調(diào)制波的逼近。在電平數(shù)高達(dá)幾十或幾百時(shí)，具有較好的輸出特性[6]。但當(dāng)子模塊數(shù)較少時(shí)，輸出波形諧波含量較大。文獻(xiàn)[7]提出一種混合PWM調(diào)制法，兼具脈寬調(diào)制和最近電平調(diào)制的優(yōu)勢，有效地克服了PWM調(diào)制法的開關(guān)頻率高的問題，且在電平數(shù)較少時(shí)仍具有良好的輸出特性。

相對于NLM，混合PWM調(diào)制法的開關(guān)頻率疊加了PWM載波頻率，且排序法易造成開關(guān)器件頻繁投切，進(jìn)一步增加了開關(guān)頻率。所以對于混合PWM調(diào)制，均壓算法中的降頻環(huán)節(jié)尤為重要。文獻(xiàn)[8]引入了子模塊電容電壓波動的上下限和表征離散程度的方差作為開關(guān)動作門檻。文獻(xiàn)[9]引入了保持因子（Maintaining Factor，MF）來維持子模塊的原有開關(guān)狀態(tài)。文獻(xiàn)[10]、[11]則是通過控制投入與切出的子模塊輪換次數(shù)來維持子模塊最大電壓偏差在給定范圍內(nèi)。上述均壓方法的思路都是通過一定方式來維持子模塊原有的開關(guān)狀態(tài)，但對于混合PWM調(diào)制，在降頻的同時(shí)，易造成子模塊也長期處于PWM狀態(tài)，導(dǎo)致其開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于其他子模塊。文獻(xiàn)[7]采用抹去小脈沖和反轉(zhuǎn)開關(guān)狀態(tài)的方式，但該方法會影響輸出波形質(zhì)量。文獻(xiàn)[12]提出在充放電時(shí)分別使電壓最高和最低的子模塊處于PWM狀態(tài)，通過調(diào)節(jié)PWM調(diào)制波來控制該子模塊的電容電壓，對控制器的快速性和穩(wěn)定性有很高的要求。

為解決混合PWM調(diào)制下的均壓問題，更好地發(fā)揮該調(diào)制算法的優(yōu)勢，本文提出了一種基于保持因子的改進(jìn)均壓控制方法。分析了保持因子的降頻機(jī)理及存在的問題，對各狀態(tài)子模塊保持因子進(jìn)行配置，達(dá)到降低和優(yōu)化開關(guān)頻率的效果。

1 MMC電路拓?fù)渑c工作原理

三相MMC拓?fù)渑c子模塊結(jié)構(gòu)如圖1所示，每相上下兩個(gè)橋臂分別串聯(lián)了n個(gè)子模塊與一個(gè)橋臂電抗。子模塊由一個(gè)IGBT半橋并聯(lián)一個(gè)電容組成。

子模塊主要有投入和切出兩種工作狀態(tài)。當(dāng)S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷時(shí)，子模塊處于投入狀態(tài)，子模塊輸出電壓等于子模塊電容電壓。若橋臂電流為正，子模塊電容處于充電狀態(tài)。若橋臂電流為負(fù)，子模塊電容處于放電狀態(tài)。當(dāng)S1關(guān)斷，S2導(dǎo)通時(shí)，子模塊處于切出狀態(tài)，此時(shí)子模塊輸出電壓為0，橋臂電容電壓維持恒定。

根據(jù)上述子模塊的工作狀態(tài)可知，子模塊的輸出電壓由開關(guān)狀態(tài)決定，定義開關(guān)函數(shù)如表1所示。

對于混合PWM調(diào)制，其投入與切出子模塊的保持因子取值與NLM下的保持因子法一致。但增加了PWM工作狀態(tài)，在排序時(shí)，該狀態(tài)子模塊位于投入與切出子模塊中間。以單相為例，在充電階段，某時(shí)刻上橋臂的n個(gè)子模塊順序與各狀態(tài)保持因子分配情況如圖3所示。

基于上述分析，在充放電時(shí)對各狀態(tài)子模塊保持因子進(jìn)行配置，可優(yōu)化開關(guān)頻率。保持因子的選取可分為兩部分：1）降低開關(guān)頻率。綜合考慮子模塊電容電壓的波動幅度與降頻效果，對切出子模塊（充電時(shí)）和投入子模塊（放電時(shí)）選取稍大于1的保持因子來降低開關(guān)頻率。2）優(yōu)化開關(guān)頻率。在1）基礎(chǔ)上，在充電和放電時(shí)均令PWM子模塊保持因子小于1，可均衡各子模塊的開關(guān)頻率差異。剩余狀態(tài)子模塊保持因子為1。

經(jīng)過上述1）、2），確定了各子模塊的保持因子取值，再結(jié)合充放電狀態(tài)，將各狀態(tài)子模塊電容電壓乘以相應(yīng)的保持因子，對得到的新電壓進(jìn)行排序，利用排序法實(shí)現(xiàn)均壓控制。

改進(jìn)均壓控制的總體流程圖如圖5所示，其中

為子模塊實(shí)際電容電壓，U′x為通過改進(jìn)均壓法得到的新的子模塊電壓。保持因子a>1，b<1。

4 仿真分析

為了驗(yàn)證本文所提方法的有效性，在Matlab上搭建了9電平的單相MMC，向無源端負(fù)載供電。經(jīng)過環(huán)流控制且交流輸出電流指令為350 A，系統(tǒng)仿真主要參數(shù)如表2所示。

在圖6中，約從0.863 s處開始，子模塊a處于PWM模式，如前述分析，正是由于充電時(shí)的切出子模塊和放電時(shí)的投入子模塊保持因子值

過大，直到下一個(gè)階梯波到來，也無法滿足情況A和B以輪換PWM模式，使得子模塊a處于PWM模式長達(dá)約1/3個(gè)工頻周期。該實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了保持因子易造成子模塊開關(guān)頻率不均的問題。

從1～1.09，在0.5～0.9 s內(nèi)三類方式下的平均總開關(guān)次數(shù)f與上橋臂各子模塊開關(guān)次數(shù)方差D如表4所示。取其中的f與D，分別畫出對應(yīng)的平均總開關(guān)次數(shù)與方差的折線圖，如圖7所示。

從表4中可知，在Ⅰ方式下a取1時(shí)，即傳統(tǒng)排序法下，各子模塊平均總開關(guān)次數(shù)為2748次，方差為35。隨著a的增大，三類方式的平均總開關(guān)次數(shù)總體呈下降趨勢，且下降幅度逐漸放緩。當(dāng)a=1.01時(shí)，對于三類方式，其開關(guān)次數(shù)已經(jīng)降低近一半，證明了保持因子具有良好的降頻效果。此外，在傳統(tǒng)排序法下方差最小，為35。隨著保持因子的引入，方差波動性上升，說明保持因子可導(dǎo)致各子模塊間開關(guān)頻率的不均衡性。

圖7中，Ⅰ和Ⅲ的方差波動明顯，除個(gè)別點(diǎn)外，Ⅱ的方差均明顯小于Ⅰ和Ⅲ。而其開關(guān)次數(shù)與Ⅰ相差不大，驗(yàn)證了改進(jìn)均壓算法能有效地減小子模塊開關(guān)頻率的不均衡性且對降頻效果幾乎無影響。而在各個(gè)保持因子點(diǎn)上，Ⅲ的開關(guān)次數(shù)明顯高于Ⅰ和Ⅱ，這是由于將PWM子模塊的保持因子值取為，其電壓被放大，減少了過程A的持續(xù)時(shí)間，影響降頻效果。

對方式Ⅱ，分別對a為1.00，1.02和1.04時(shí)的上橋臂各子模塊電容電壓情況分析，如圖8所示。a.保持因子取1.00

對比圖8中的（a）（b）（c），可看出隨著保持因子值a的增大，各子模塊電容電壓的一致性有所下降，且電壓波動幅度較圖（a）增加約1%，仍在可接受范圍內(nèi)。但相對于圖（a）和（b），a取1.04具有更低的開關(guān)頻率和更好的頻率均衡性。

對比圖（c）與圖7，同樣是在充電階段，圖（c）中曲線a，b，c，d在快速地交替PWM模式，沒有出現(xiàn)圖7中的某一子模塊持續(xù)處于PWM狀態(tài)的現(xiàn)象。這正是因?yàn)樽孭WM模式的子模塊保持因子值取為，使得導(dǎo)通子模塊電壓不必上升至與PWM子模塊電壓相等，就可以轉(zhuǎn)換PWM狀態(tài)，使得PWM開關(guān)頻率在多個(gè)子模塊上輪換。

圖9為改進(jìn)均壓算法下（a取1.04）的交流輸出側(cè)電流電壓，調(diào)制得到的電壓為階梯電平疊加PWM波，輸出電流的波形質(zhì)量良好。

6 結(jié)語

本文以混合PWM調(diào)制為對象，以降低其開關(guān)頻率為目的，分析保持因子對子模塊工作過程的影響，提出了一種基于保持因子法的改進(jìn)均壓策略，仿真驗(yàn)證了該算法的有效性，并得出以下結(jié)論：

1）調(diào)節(jié)投切狀態(tài)子模塊的保持因子，可增大其維持原來狀態(tài)的可能性，有效降低投切開關(guān)頻率，但無法降低PWM子模塊的開關(guān)頻率。

2）降頻幅度隨投切子模塊保持因子的增大逐漸變緩，過大的保持因子將增加各子模塊間開關(guān)頻率的不均衡性。

3）取PWM狀態(tài)子模塊的保持因子小于1，可加速PWM模式在其余子模塊間的輪換，分?jǐn)侾WM開關(guān)頻率，均衡各子模塊開關(guān)頻率。

參考文獻(xiàn)：

[1]丁冠軍，湯廣福，丁明，等.新型模塊化多電平電壓源換流器模塊的拓?fù)錂C(jī)制與調(diào)制策略[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2009，29（36）：1-8.

[2]楊曉峰，林智欽，鄭瓊林，等.模塊組合多電平變換器的研究綜述[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2013，33（6）：1-14.

[3]趙昕，趙成勇，李廣凱，等.采用載波移相技術(shù)的模塊化多電平換流器電容電壓平衡控制[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2011，31（21）：48-55.

[4]郭捷.模塊化多電平換流器在HVDC應(yīng)用的若干關(guān)鍵問題研究[D].杭州：浙江大學(xué)，2013.

[5]黃守道，廖武，高劍，等.基于改進(jìn)均壓算法的模塊化多電平變流器開關(guān)頻率分析[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2016，31（13）：36-45.

[6]管敏淵，徐政，屠卿瑞，等. 模塊化多電平換流器型直流輸電的調(diào)制策略[J]. 電力系統(tǒng)自動化，2010，34（2）：48-52.

[7]劉鐘淇，宋強(qiáng)，劉文華.基于模塊化多電平換流器的輕型直流輸電系統(tǒng)[J].電力系統(tǒng)自動化，2010，34（2）：53-58.

[8]胡鵬飛.基于多電平換流器的柔性直流輸電技術(shù)若干問題研究[D].杭州：浙江大學(xué)，2015.

[9]管敏淵，徐政.MMC型VSC-HVDC系統(tǒng)電容電壓的優(yōu)化平衡控制[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2011，31（12）：9-14.

[10]羅永捷，李耀華，李子欣，等.適用于高壓大容量MMC-HVDC系統(tǒng)的改進(jìn)低開關(guān)頻率均壓控制策略[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2017，37（5）：1341-1350.

[11]辛業(yè)春，王朝斌，李國慶，等.模塊化多電平換流器子模塊電容電壓平衡改進(jìn)控制方法[J].電網(wǎng)技術(shù)，2014，38（5）：1291-1296.

[12]郭捷，劉曼，胡文平. 模塊化多電平換流器的混合PWM調(diào)制方法[J]. 電氣應(yīng)用，2015，34（22）：64-68.

[13]王姍姍，周孝信，湯廣福. 模塊化多電平換流器的數(shù)學(xué)模型[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2011，31（24）：1-8.

[14]李鵬鵬，郭家虎，梁克靖. 基于MMC的最近電平逼近調(diào)制諧波特性分析 [J]. 電源技術(shù)，2014，38（4）：759-763.

[15]王思蘊(yùn)，施科研，陳敏，等.模塊化多電平變流器（MMC）兩種調(diào)制比較[J]. 電源學(xué)報(bào)，2013，11（3）：58-63.