劉志英

(遼寧鐵道職業(yè)技術學院通信工程系，遼寧錦州 121000)

隨著工業(yè)的發(fā)展，特別是新能源產業(yè)的進步，人們對電源的要求越來越多。大電流、低紋波即是要求之一，其受限于功率半導體的特性與可靠性的要求，功率器件的開關頻率不能無限制地提高。即使功率器件生產商標注的應用頻率很高，出于高可靠性的目標，實際應用中也要降低頻率，因此單H橋輸出大電流、低紋波實現困難。

H橋的并聯(lián)使負載上的電流為各H橋電流之和，以此實現大電流的目的。通過移相雙邊控制實現倍頻，頻率的增加使負載電流紋波減小。為實現電流的疊加與倍頻，需要設計出合理的控制邏輯，并在H橋輸出端與負載端串接濾波組件，濾波組件的另外一個功能是解決EMC問題。

1 控制邏輯設計

單H橋主電路的兩個橋臂由4個功率器件V1～V4組成，每個功率器件均并聯(lián)一個二極管D1～D4以用于續(xù)流逆變器，H橋的輸出由電感與電容組成，用于高頻諧波。單H橋的結構如圖1所示，V1與V3的控制時序相同，占空比之和等于1；V2與V4的控制時序相同，占空比之和等于1。同橋臂的驅動時序相反并存在死區(qū)，即V1與V2的控制時序相反，V3與V4的控制時序相反。設負載上端電壓為正，下端電壓為負，當V1、V3導通時，HP、HN處為+HV；當V2、V4導通時，HP、HN處為-HV。當驅動信號占比為50%時，負載端得到電壓為0V；當V1的驅動信號占空比大于50%時，負載得到的時正向的PWM電平，峰值為2HV；當V1的驅動信號占空比小于50%時，負載得到的時負向的PWM電平，峰值為-2HV。負載電壓與橋中點電壓波形對應關系如圖2、圖3所示。負載的到的電壓可根據需求由控制端控制，負載得到的電壓頻率為橋臂控制信號頻率的兩倍，因此橋臂控制信號的頻率在控制負載電壓頻率的同時也控制了負載電壓紋波的頻率，進而影響了紋波的峰值。

圖1 單H橋結構示意圖

圖2 V1驅動信號占空比為50%時，橋臂中點與負載輸出波形

圖3 V1驅動信號占空比為60%時，橋臂中點與負載輸出波形

為增加輸出電流的容量，減小輸出電流的峰值，將并聯(lián)橋臂的驅動信號移相，實現負載電壓的頻率。設并聯(lián)H橋數量X，則X與橋臂驅動信號間移相相位Y的對應關系為

X·Y=180.

(1)

設橋臂的驅動信號頻率為f，則負載得到的電壓PWM波形的頻率對應為2f。

下面以兩個H橋并聯(lián)對驅動波形與負載電壓波形進行說明。兩個H橋并聯(lián)時，驅動信號移相90度，設橋中點分別為HP1、HP2、HN1、HN2。以HP占空比為60%時，說明橋臂輸出電壓情況與負載電壓情況，如圖4所示。

圖4 兩H橋移相并聯(lián)，橋臂中點與負載輸出波形(HP1 Duty=60%)

當HP1為60%占空比方波時，HN1為40%占空比方波。根據式(1)，并聯(lián)橋臂移相90度，并聯(lián)橋臂HP2、HN2的輸出波形與HP1、HN1的輸出波形相差90度，負載得到的電壓波形頻率為4f。

以此類推，可以得到四橋、八橋并聯(lián)的驅動波形、橋中點電壓波形、負載電壓波形。在并聯(lián)過程中，由于功率器件的增加，模塊整體的電流輸出能力也增加。負載得到電壓頻率的倍增，減小了輸出電流紋波的峰值。

2 并聯(lián)電感設計

由于移相，并聯(lián)的橋臂勢必會有高電平與低電平同時存在的情況。若橋臂直接并聯(lián)，則會出現母線直通而功率器件損壞的情況。若在并聯(lián)的橋臂間引入電感(并聯(lián)電感)，則在不影響電路功能的同時又可利用電感電流不能突變的特性，防止功率器件因短路而損壞。下面以兩H橋并聯(lián)為例，給出H橋與并聯(lián)電感的關系，如圖5所示。

圖5 兩H橋并聯(lián)結構示意圖

在H橋并聯(lián)過程中，連接在橋中點間的電感起到保護功率器件的作用，如圖5中L1、L2所示。以上半橋并聯(lián)為例，負載電壓輸出為0時，對電感L1的要求最高，此時HP1、HP2的波形參見圖4。在最惡劣的情況下，設HP1的周期為T，HP1輸出高電平的占空比為50%，HN1輸出高電平占空比為50%，則電感LP、LN中的差模電流處于上升狀態(tài)、高電流狀態(tài)、下降狀態(tài)和低電流狀態(tài)的時間均為0.25T，因此電感在最惡劣的情況下不能飽和。

由此得到并聯(lián)電感的設計要求為：①H橋正常工作時，電感不能磁飽和；②H橋正常工作時，電感發(fā)熱溫升不能超過磁芯的居里溫度而飽和。

對應需要明確電感的參數分別為：工作頻率、磁芯選擇、導體選擇、工作磁通密度、匝數計算、損耗計算。

橋中點HP1工作頻率為數十K赫茲，此頻率為高頻。對比幾種常用磁芯類型，粉芯類磁損較高，超微晶類價格較貴，因此折中選擇磁損引起的溫升可以控制在居里溫度以下。常規(guī)鐵氧體磁芯飽和磁通密度為0.4T，設計過程中需要留有余量，因此設計磁通密度為0.3T。

依據已得到的電感量與選好的磁芯，可以計算出導體需要纏繞的圈數。導體通常選擇銅質漆包線，根據銅的電阻率與圈數，可以計算出繞組的電阻值，進而可以計算出繞組的功率。依據電感的工作頻率與電流，能夠計算出電感的磁通密度最大值，查找磁芯的手冊，得到磁芯的磁損，磁損與銅損之和即為電感的整體功率。當電感整體設計結束后，可通過計算磁通密度來驗證是否飽和。

3 實驗驗證

建立如圖5所示試驗平臺，試驗參數、元器件選擇表1，并聯(lián)電感關鍵參數如表2所示。

表1 試驗參數與元器件選擇

表2 并聯(lián)電感關鍵參數選擇

在試驗模塊中，兩個電感分別連接HP1、HP2、HN1和HN2。當沒有功率輸出時，H橋中點波形如圖2所示。并聯(lián)電感中只存在激磁電流，沒有共模輸出電流，則此時只有鐵損，銅損失可以忽略不計。在有功率輸出時，H橋中點波形如圖4所示。此時并聯(lián)電感中既存在共模電流，又存在差模電流，功率電流為負載電流的一半。根據試驗模塊的輸出功率即可計算出流經并聯(lián)電感的共模電流，以此數據計算銅導線的參數，進一步計算能夠得到輸出為額定功率時的發(fā)熱量。

無論模塊是否有功率輸出，并聯(lián)電感中的激磁電流均存在。以靜態(tài)時的橋中點輸出參數計算參數，選擇磁芯與繞線圈數。

在實驗中，二通道測試模塊輸出電流，三通道測試并聯(lián)電感電流。當輸出功率為0時，實測波形如圖6所示，試驗模塊輸出電流為0，并聯(lián)電感中只存在激磁電流，不存在共模電流。所以實測并聯(lián)電感中只存在交流分量，不存在直流分量，交流分量的峰峰值為12.5A，與計算值12A接近。在輸出功率為0時，試驗數據證明了理論計算的正確性。

并聯(lián)電感穩(wěn)態(tài)工作區(qū)間為一、三象限，在上電瞬間需要從一象限向一、三象限過渡。在過渡過程中不存在電流突變，由此證明了并聯(lián)電感沒有出現飽和情況。

圖6 輸出功率為0時，并聯(lián)電感激磁電流測試示意圖

當輸出功率不為0時，實測波形如圖7所示，此時并聯(lián)電感輸出電流為直流分量疊加交流分量，交流分量近似為輸出功率為0時并聯(lián)電感中流過的激磁電流。

圖7 當輸出功率不為0時，并聯(lián)電感中激磁電流與共模電流測試示意圖

4 結語

為實現輸出功率倍增、輸出紋波減小的目的，本文提出了H橋并聯(lián)方案，推導出實H橋并聯(lián)的控制邏輯。以兩H橋并聯(lián)為例進行分析，并搭建實驗平臺進行驗證。同時提供了實現H橋并聯(lián)的另一關鍵技術：并聯(lián)電感的設計。結合實驗需要，設計并聯(lián)電感，實測數據驗證了理論計算的正確性。

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