林榅財 凌朝東

（華僑大學信息科學與工程學院,福建 廈門 361021）

1 引言

OFDM編碼技術以其頻譜利用率高、實現(xiàn)簡單、易于與MIMO結合等優(yōu)點,目前已被廣泛應用于4G LTE以及WIFI無線保真等通信網絡中[1]。但是傳統(tǒng)的OFDM系統(tǒng)存在著帶外泄漏高。要求嚴格同步,以及整個帶寬僅支持一種波形參數(shù)等諸多缺點。未來5G通信的編碼方式需要依據(jù)不同的業(yè)務需求,靈活快速地選擇適合的波形參數(shù),以最小的消耗滿足最大的需求,且對4G無線網絡具有良好的兼容性[2]。

為了滿足上述要求,需進一步改進現(xiàn)有技術。本文基于原OFDM技術,介紹一種自適應軟件定義的空口技術,即基于F-OFDM的可變子載波寬帶接入技術。F-OFDM編碼技術將通信信道分為一系列相互正交的子帶,各子帶進行不同類型的濾波處理,降低帶外泄漏[3]。本文在優(yōu)化設計基于FOFDM信道編碼的移動通信系統(tǒng)的基礎上,使用MATLAB進行仿真驗證,實驗表明,F-OFDM系統(tǒng)能夠有效降低帶外頻譜泄漏,提高系統(tǒng)性能。

2 F-OFDM通信系統(tǒng)的總體架構

F-OFDM總體工作原理如圖1所示。

圖1 F-OFDM系統(tǒng)的下行鏈路結構圖

從圖1可以看到,在下行鏈路中,首先根據(jù)子載波間隔寬度,進行資源映射,從某個載波開始,給用戶分配載波資源；然后完成IFFT和加循環(huán)前綴(CP)操作；接著對各子帶濾波并發(fā)射出去,在接收端經過相反的過程,最后進行信號檢測。各子帶相互獨立傳輸,子帶濾波模塊對各子帶濾波處理,使得子帶間互不重疊,同時在每個子帶間預留較小的保護帶來避免相互干擾[4]。

F-OFDM系統(tǒng)與OFDM系統(tǒng)的最大不同之處在于增加了子帶濾波[5]。通過子帶濾波,可以有效地削弱各子載波間的影響,從而F-OFDM系統(tǒng)可在兩方面對原有的OFDM系統(tǒng)進行改進:一是可以根據(jù)不同的數(shù)據(jù)傳輸要求對各子載波添加不同的CP；二是可以節(jié)省保護帶開銷,將這部分保護帶用于信息的傳輸,提升系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸效率。

3 F-OFDM通信系統(tǒng)發(fā)射部分

這一部分主要包括訓練序列的生成,子載波的映射,導頻插入,IFFT/FFT,添加循環(huán)前綴和子帶濾波六部分。雖然發(fā)射機已有訓練序列,但是F-OFDM符號還存在隨時間積累的剩余頻偏,影響系統(tǒng)接收端的解調性能。故需在子載波間插入導頻信號,對接收到的符號相位進行同步跟蹤[6]。為了對抗多徑效應,降低符號間干擾（ISI）和信道干擾（ICI）,需在F-OFDM符號間插入保護間隔（GI）,且保護間隔的長度一般要高于實際信道的時延[7]。這里重點介紹子載波映射和子帶濾波。

3.1 子載波映射

根據(jù)設計要求,將通信信道劃分為兩個相鄰的子帶。然后將劃分出來的兩個子帶分別分配30和15個正交子載波。然后求出它們各自點數(shù)和符號長度,設置保護帶寬度。在時域中兩子帶的采樣頻率都為30.72MHz。本文設計的實例中,子帶1和子帶2的子載波間隔f1和f2分別為15KHz和30KHz。設子帶1的子載波數(shù)目為M1,若將2048個總子載波數(shù)目進行編號,且編號為[Kmin,Kmax],那么Kmin和Kmax的取值范圍是[-1023,1024]。以子帶1的子載波間隔為間距的保護載波數(shù)目為N1,子帶2的子載波數(shù)為M2,并以子帶2的子載波間隔作為間距的保護子載波數(shù)目為N2,其映射關系如圖2所示。由于兩子帶帶寬都是720KHz,根據(jù)子載波的間隔可以得到M1=48,M2=24。

圖2 兩子帶映射成相鄰子帶的子載波映射關系

圖3 快速傅里葉變換濾波結構

保護子載波數(shù)目越大,對濾波器過渡帶的要求越低,從而可以減少子帶濾波器的資源占用,但是頻率資源浪費也越多。根據(jù)映射關系,可以求得子帶2的子載波編號是:

上式中,Kmax+N1為偶數(shù)。由于濾波器的系數(shù)是低通原型濾波器系數(shù)與調制系數(shù)相乘得到的,所以需設計因果低通濾波器,其設計方法主要有窗函數(shù)法和頻率抽樣法等。

3.2 overlap-save子帶濾波

濾波器的設計和實現(xiàn)是F-OFDM通信系統(tǒng)的核心問題,也是本文研究設計的重點。子帶濾波的設計采用窗函數(shù)法即:

本次采用MATLAB的濾波器設計工具filter Designer來實現(xiàn)。窗函數(shù)的選擇需要在時域局域化和通帶內的平坦度之間進行折中,Hamming窗因主瓣寬度較窄,且對改善頻譜泄漏有很好的效果,所以子帶1的濾波器選用Hamming窗,設計好FIR濾波器后導出其系數(shù)。由3.1節(jié)分析知,子帶1的中心頻率可以表示為:

子帶2的中心頻率可以表示為:

設h(k)為濾波器系數(shù),由子帶映射關系,可以求得子帶1的濾波器系數(shù)表達式為:

子帶2的濾波器系數(shù)表達式為:

求出濾波器系數(shù)后,采用FFT快速傅里葉變換處理,實現(xiàn)overlap-save可變子帶濾波器結構。其FPGA實現(xiàn)的硬件架構可分為5個部分,分別為數(shù)據(jù)緩存模塊、FFT處理模塊、復數(shù)乘法器模塊IFFT模塊和輸出緩存模塊,其總體架構如圖3所示。

4 F-OFDM通信系統(tǒng)接收部分的同步檢測

F-OFDM通信系統(tǒng)接收需要對傳輸信道進行估計,從而對數(shù)據(jù)進行矯正[8]。接收機在準確解調出有用信號之前,需要在信道噪聲和衰弱的情況下迅速識別出發(fā)射的信號,對接收信號進行頻偏補償,降低信號的ICI。同步檢測是接收機的第一個工作模塊,主要有載波采樣時鐘同步和幀同步,FOFDM符號中的訓練序列就是協(xié)助接收機完成同步檢測而設計的。同步檢測算法如圖4所示。

圖4 同步檢測算法圖

其中,P模塊為延時模塊的自相關,C模塊自相關的結果。將C模塊進行能量計算后,與P模塊能量進行歸一化,就可以得到判決變量Mn。其中

D為延遲16個周期時鐘,L為接收的數(shù)據(jù)長度。延時D個時鐘的自相關能量為

所以判決變量mn為

可以看到,同步檢測的正確與否與mn的選定有很大的關系,且受噪聲的影響較大,因此在實際中,我們可以提高mn的門限值或者提高延遲相關算法的保持時間。同步檢測之后,還需要進行信道估計與均衡以應對多徑衰弱效應,這里不一一贅述。

5 系統(tǒng)測試鏈路及其仿真

建立如圖5所示的F-OFDM仿真鏈路,并在Matlab上建立鏈路并仿真。通過開關的開閉可以將系統(tǒng)設置成兩子帶F-OFDM和單子帶OFDM鏈路。其中F-OFDM子帶鏈路也有不同的調制模式,如QPAK,16QAM,64QAM,不同的保護子載波數(shù)目和碼元速率等等。

圖5 F-OFDM仿真鏈路

圖6 子帶1增加濾波器前后頻譜圖

(1)設置子帶1、2都采用QPSK調制,turbo編碼速率分別為1/2和1/3,保護子載波數(shù)目都為0,采用EPA信道得到如圖6所示的頻譜,其中黃線和藍線分別表示OFDM和F-OFDM系統(tǒng)子帶1的頻譜圖。從圖中可以明顯地看出,與OFDM相比,增加子帶濾波以后,對帶外頻譜泄漏的抑制效果顯著。

(2)設子帶1的調制方式為QPSK,編碼速率為1/2,子帶2為16QAM調制,速率為1/3。同時設置子帶1和子帶2的子載波數(shù)目分別為0和1,衰弱信道模型選擇EPA。在信噪比為15分貝的條件下,得出如圖7所示的功率譜密度曲線。

圖7 子帶1和子帶2濾波前后功率譜密度

在頻率為1MHz處,子帶1濾波后帶外衰減降低了大約13dB,而子帶2的帶外抑制更加明顯。此時子帶的數(shù)據(jù)傳輸誤塊率（BLER）為0,表明了本設計的可行性。進一步地,分析OVERLAP-SAVE可變子帶濾波器性能,在不同鏈路參數(shù)條件下測得接收端子帶1的性能曲線,如圖8所示。

圖8 不同條件下子帶1的BLER性能

其中,曲線1,2的N1和N2分別為2,0；曲線3,4的N1和N2分別為0,1；曲線5,6的N1和N2分別為0,2。從中可以看到,在QPSK和16QAM調制方式下,F-OFDM和OFDM的BLER性能基本相同。但是在64QAM調制下差異明顯,在相同BLER的情況下,Eb/Eo的差異小于1/2dB,驗證了FOFDM的性能。

6 結論

本文在現(xiàn)有OFDM的基礎上,提出了基于子帶濾波的正交頻分復用,即F-OFDM編碼技術,并在MATLAB上仿真對比了不同條件下系統(tǒng)的性能,結果表明,F-OFDM可以有效地降低帶外泄漏,降低頻譜的保護帶開銷,提高頻譜利用率。且在相同條件下,F-OFDM的BLER性能要好于OFDM編碼技術。仿真結果表明,本文的通信系統(tǒng)優(yōu)化方法具有一定的現(xiàn)實意義。

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