(重慶郵電大學(xué) 光電工程學(xué)院,重慶 400065)

近年來,隨著生活水平的提高,道路上的汽車越來越多,由此帶來的交通安全問題逐漸成為社會關(guān)注的焦點(diǎn)。作為一種交通預(yù)警裝置,汽車?yán)走_(dá)是降低交通事故的首選設(shè)備。目前市場上對高性能、低成本的汽車?yán)走_(dá)的需求越來越迫切[1]。

相對應(yīng)地,汽車?yán)走_(dá)用毫米波頻率源成為了研究熱點(diǎn)[2]。目前,24 GHz與77 GHz為常見的汽車?yán)走_(dá)頻段,此頻段毫米波信號源主要通過對穩(wěn)定的微波信號進(jìn)行多次倍頻來獲取[3]。然而直接對微波信號進(jìn)行多倍頻會導(dǎo)致倍頻效率和輸出功率均較低的問題。相比之下,選擇先將微波信號進(jìn)行二倍頻,再以此信號驅(qū)動下級倍頻器實(shí)現(xiàn)四倍頻成為了比較主流的毫米波信號源獲取方式。文獻(xiàn)[4]介紹了一種在12 GHz頻率源后串接K波段二倍頻器來獲取24 GHz頻率源的方法,但12 GHz頻率源相對于6 GHz頻率源來說成本偏高。本文基于6 GHz頻率源設(shè)計(jì)X波段倍頻器,以降低獲取12 GHz頻率源的成本。

目前,毫米波倍頻器主要以二極管倍頻器為主,文獻(xiàn)[5]介紹了一種180～190 GHz固態(tài)平衡式無源二倍頻器,倍頻損耗最小為16.8 dB,最大為22 dB。文獻(xiàn)[6]則介紹了一種140～152 GHz二倍頻器,在20 dBm的輸入功率下輸出6 dBm。這兩個二倍頻器均是基于二極管進(jìn)行設(shè)計(jì)的,具有寬帶應(yīng)用的特性,但本次設(shè)計(jì)的X波段倍頻器為24 GHz倍頻器的前驅(qū)倍頻器,要求X波段倍頻器為窄帶倍頻器,同時對諧波抑制良好,因此選擇FET倍頻器作為設(shè)計(jì)主體。文章通過對FET倍頻器的設(shè)計(jì)原理進(jìn)行分析,使用仿真軟件基于NEC公司的MESFET,通過軟件設(shè)計(jì)與硬件調(diào)試相結(jié)合的方式設(shè)計(jì)出應(yīng)用于24 GHz汽車防撞雷達(dá)的前驅(qū)二倍頻器。

1 倍頻原理

理論上,各種半導(dǎo)體元件只要具有非線性,都可以用來構(gòu)成倍頻器。在固態(tài)電路中,采用的非線性元件一般是半導(dǎo)體二極管。某些情況下,還可以采用微波場效應(yīng)管,如MESFET等實(shí)現(xiàn)頻率變換。

本文設(shè)計(jì)的倍頻器為FET倍頻器,圖1示出了FET倍頻器的結(jié)構(gòu)圖,此電路的輸入回路需調(diào)諧于基波且對高頻諧波有抑制,以此來保證此電路輸入通路只有基波信號通過而無高次諧波泄露。此電路輸出回路調(diào)諧于輸入信號頻率的第n次諧波,對其他諧波與基波都是短路的,以此來保證此電路輸出回路只有第n次諧波輸出而無基波以及其他諧波輸出。通過改變柵壓此電路可制成三種類型的倍頻器,分別為A類、B類和AB類。

圖1 FET倍頻器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure diagram of FET frequency doubler

其中,A類倍頻器柵極偏置電壓在φ附近 (φ為柵極肖特基勢壘電壓),利用ID的限幅效應(yīng)得到半波,導(dǎo)通角θ=2π,直流分量較大,但倍頻效率很低。

B類、AB類漏極輸出波形與A類相比有更多的諧波分量,因而常被用于高效率倍頻器的設(shè)計(jì)。

其中以AB類效率最高,此類倍頻器柵極偏壓處于φ與夾斷電壓VP之間,大信號輸入時限幅與夾斷效應(yīng)同時出現(xiàn),引起漏極電流的上下截頂。此類倍頻器不能用于偶次倍頻器的研制,且工作電流大,容易自激。

B類倍頻器柵極偏壓在VP附近,利用管子的夾斷效應(yīng)得到尖峰脈沖電流,相對而言管耗比較低且倍頻效率比較高,在防自激方面也有著一定的優(yōu)勢。綜合考慮三種類型的FET倍頻器的優(yōu)缺點(diǎn),本次設(shè)計(jì)采用B類倍頻器[7]。

FET管倍頻器在實(shí)際應(yīng)用中大多數(shù)工作在截止模式,漏極電流可用如下傅里葉級數(shù)展開:

對B類倍頻器,有各次諧波幅值:

式中:IDmax為漏極電流峰值;VGSmax為柵極飽和電壓;VGSmin為柵極反向電壓峰值。

2 二倍頻器的設(shè)計(jì)

本次設(shè)計(jì)的X波段二倍頻器為24 GHz倍頻器的前驅(qū)倍頻器,為下一級K波段倍頻器提供X波段輸入信號。二級倍頻器選擇 ADI公司型號為HMC448LC3B的倍頻器芯片,該芯片輸入頻段為10～12.5 GHz,在-4～6 dBm的輸入功率下二倍頻輸出11 dBm的信號,滿足24 GHz汽車?yán)走_(dá)頻率源的輸出要求。基于此,本文所設(shè)計(jì)的前級二倍頻器工作頻段為5.9～6.1 GHz,中心頻率為6 GHz,要求在10 dBm的驅(qū)動功率下輸出功率達(dá)到 -4 dBm以上,諧波抑制大于15 dB?；谝陨现笜?biāo),本設(shè)計(jì)采用NEC公司型號為NE900100的MESFET作為FET倍頻器的核心倍頻部件。根據(jù)datasheet,該晶體管典型夾斷電壓VP為 -3.5 V,截止頻率高達(dá)20 GHz。

2.1 夾斷電壓選取

夾斷電壓的選取決定了晶體管是否能夠正常穩(wěn)定工作,在ADS軟件中利用NEC公司官網(wǎng)提供的NE900100 ADS仿真模型得出該晶體管的I-V特性曲線,仿真結(jié)果如圖2所示。仿真結(jié)果顯示當(dāng)VGS＜-3.5 V時,ID=0 mA,此時MESFET工作在截止區(qū)。當(dāng)VGS=0 V時,漏極電流峰值IDmax=243 mA。綜合考慮,選取夾斷電壓VP=-4 V。

圖2 NE900100 MESFET的I-V仿真特性曲線Fig.2 I-Vcharacteristic curves of simulation of NE900100

2.2 偏置電路設(shè)計(jì)

由于本設(shè)計(jì)采用MESFET來制作倍頻器,因此,輸入輸出匹配電路中會有直流偏置電路的存在。直流偏置電路主要起到帶阻濾波器的作用,在通過直流饋電的同時抑制射頻信號的泄露。

圖3中的三種偏置線是三種較為典型的偏置結(jié)構(gòu),使用仿真軟件分析了這三種偏置結(jié)構(gòu)在6 GHz為中心頻點(diǎn)的寬帶范圍內(nèi)的S參數(shù)特性,仿真結(jié)果如圖4所示。

圖3 三種典型偏置線結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Three structures of typical offset line

圖4的仿真結(jié)果表明這三種偏置結(jié)構(gòu)在4～8 GHz內(nèi)S11均大于-2 dB。對比仿真結(jié)果,圖3(a)這種傳統(tǒng)的偏置電路具有寬頻帶的特點(diǎn),在2～9 GHz的范圍內(nèi)S11均大于-2 dB的同時S21小于-10 dB,缺點(diǎn)是曲線比較平滑,在可用頻段內(nèi)沒有比較明顯的變化,對5.5～6.5 GHz的射頻信號衰減只有23～25 dB,中心頻點(diǎn)處衰減為25 dB;圖3(b)這種新型的單扇形偏置電路在中心頻點(diǎn)處S21達(dá)到-45 dB,在5.5～6.5 GHz的頻段內(nèi)S21也能達(dá)到-30 dB,對于本次設(shè)計(jì)所涉及到的頻段衰減較為明顯,缺點(diǎn)是帶寬比較窄;圖3(c)[6]這種四扇形偏置電路在2.3～10.6 GHz的寬帶范圍內(nèi)S21小于-20 dB,且S11在此頻段內(nèi)均大于-2 dB,是圖3這三種偏置結(jié)構(gòu)中防止射頻信號泄漏效果最好的,但是缺點(diǎn)是結(jié)構(gòu)過于復(fù)雜,占板空間大,在進(jìn)行版圖設(shè)計(jì)時排版困難。綜合考慮上述三種結(jié)構(gòu)的優(yōu)劣,本設(shè)計(jì)采用圖3(b)這種單扇形結(jié)構(gòu)。

圖4 三種典型偏置線S參數(shù)仿真結(jié)果圖Fig.4 Simulation results of S parameter of three structures of offset line

2.3 X波段二倍頻器設(shè)計(jì)

FET倍頻器的設(shè)計(jì)關(guān)鍵在于輸入端與輸出端要根據(jù)不同的頻段分別進(jìn)行匹配。本次設(shè)計(jì)的二倍頻器輸入端匹配電路的設(shè)計(jì)應(yīng)考慮對基波匹配的情況下對二次諧波要有反射。輸出端電路的設(shè)計(jì)應(yīng)考慮對二次諧波匹配的情況下對基波要有抑制。

此外,還需要在輸入匹配電路的前端添加隔直電路,并在輸出匹配電路的后端添加有隔直作用的濾波器,在濾除雜波的同時防止直流泄露。由于本次設(shè)計(jì)的倍頻器為X波段,表貼電容或者梁式引線電容雖然也適用,卻有著價格昂貴、焊接困難以及對信號影響較大的缺點(diǎn)。因此采用文獻(xiàn)[9]中提出的一種四分之一波長交趾耦合濾波器來實(shí)現(xiàn)輸入輸出端的隔直以及濾波功能。此濾波器結(jié)構(gòu)如圖5所示,這種結(jié)構(gòu)具有極低的插入損耗以及適中的頻帶寬度,適用于對濾波性能要求不高的電路中。

本次FET倍頻器的輸入以及輸出匹配均采用較為經(jīng)典的 “π”型匹配,如圖6所示。圖6中,W與L分別為微帶線的寬度和長度,BPF為圖5中給出的四分之一波長交趾耦合濾波器。

圖5 四分之一波長交趾耦合濾波器結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Quarter wavelength two-finger DC-block with matching structure

圖6 X波段FET倍頻器仿真原理圖Fig.6 Simulation schematic of X-band FET doubler

3 實(shí)物測試分析

考慮印刷電路板 (Printed Circuit Board,PCB)板材介電常數(shù)及損耗對于高頻電路的影響,本設(shè)計(jì)采用0.254 mm厚的羅杰斯4350 B作為基板。該類型的基板被廣泛應(yīng)用于高頻電路板的設(shè)計(jì)與制作。實(shí)際制作的X波段二倍頻器如圖7所示,NE900100焊接在羅杰斯4350 B上。

圖7 X波段二倍頻器實(shí)物圖Fig.7 Real photograph of X-band FET doubler

圖8為二倍頻器現(xiàn)場測試圖,信號源通過同軸線與SMA接頭相連,可以提供10 dBm的輸入功率。圖9為二倍頻器仿真與實(shí)物測試功率曲線,F0為倍頻器輸出的基波功率,2F0為倍頻器輸出的二次諧波功率,3F0為倍頻器輸出的三次諧波功率。

由圖9可見,在5.9～6.1 GHz的頻帶范圍內(nèi)倍頻器2F0輸出功率大于10 dBm,此時F0與3F0輸出功率小于-10 dBm,諧波抑制良好。在中心頻率6 GHz處,輸出基波抑制達(dá)到30 dB以上,各次諧波得到抑制,諧波抑制特性良好。仿真時最高輸出功率14 dBm比設(shè)計(jì)指標(biāo)的-4～6 dBm要高8 dB?？紤]到后續(xù)加工過程中微帶線加工誤差、焊接元器件以及SMA接頭等帶來的影響,仿真結(jié)果達(dá)到設(shè)計(jì)要求。由測試結(jié)果可知,在5.9～6.1 GHz的輸入頻段內(nèi),實(shí)際測試得到的二次諧波輸出功率為-4～5 dBm,在6 GHz處輸出功率達(dá)到峰值,輸出基波抑制大于15 dB?；ㄅc三次諧波的測試結(jié)果與仿真結(jié)果相差不大,二次諧波的測試與仿真結(jié)果趨勢一致,但仍存在一定差距。這是加工誤差、測試過程中MESFET熱效應(yīng)以及倍頻電路自激導(dǎo)致的。

圖8 X波段二倍頻器現(xiàn)場測試圖Fig.8 Field test photograph of X-band FET doubler

圖9 X波段二倍頻器仿真與實(shí)物測試功率曲線Fig.9 Simulation and test results of X-band FET doubler

對于FET倍頻器而言,倍頻電路穩(wěn)定性控制不佳會導(dǎo)致電路自激。本次設(shè)計(jì)的倍頻器在實(shí)物測試時便出現(xiàn)了自激問題。調(diào)試過程中,在MESFET的柵極以及漏極均增加了RC穩(wěn)定電路,在抑制自激問題的同時導(dǎo)致了二次諧波的輸出功率的下降。通過一系列的調(diào)試,最終二倍頻器的最佳輸出功率穩(wěn)定在5 dBm,此時的漏極電壓為8 V,ID峰值為220 mA,低于VDS=8 V,IDmax=243 mA的仿真結(jié)果。在仿真過程中已經(jīng)添加穩(wěn)定措施的情況下實(shí)物測試中仍然出現(xiàn)了自激問題。由此可以看出如何同時兼顧好FET倍頻器的輸出功率與穩(wěn)定性仍是FET倍頻器設(shè)計(jì)中的一個重要挑戰(zhàn)。

表1為本文所設(shè)計(jì)的二倍頻器與文獻(xiàn)[6]、[10]、[11]二倍頻器的數(shù)據(jù)對比,可以發(fā)現(xiàn)目前國內(nèi)外的倍頻器設(shè)計(jì)主要以寬帶二極管倍頻器為主且所需驅(qū)動功率較大,對于應(yīng)用于窄帶的倍頻器研究較少。本次設(shè)計(jì)的X波段倍頻器在窄帶應(yīng)用方面有著一定的優(yōu)勢?？紤]到SMA接頭與射頻同軸線存在大于4 dB的插入損耗,若將此倍頻器與ADI公司的HMC448LC3B倍頻器芯片集成在一塊PCB板上,在輸入端提供輸出功率10 dBm的穩(wěn)定頻率源,恰好能夠驅(qū)動HMC448LC3B倍頻器芯片工作。

表1 二倍頻器輸出功率對比情況Tab.1 Comparison of the output power of the doubler

4 結(jié)論

本文分析了FET倍頻器的工作原理,比較了幾種常見的偏置電路優(yōu)缺點(diǎn),綜合軟件仿真與實(shí)物調(diào)試,設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于24 GHz頻率源獲取的前驅(qū)二倍頻器。經(jīng)測試,所設(shè)計(jì)二倍頻器最高倍頻輸出功率為5 dBm。在設(shè)計(jì)過程中,軟件仿真與實(shí)物調(diào)試相結(jié)合的設(shè)計(jì)方法有效降低了倍頻器的設(shè)計(jì)難度。但由于FET倍頻器的自激問題,導(dǎo)致了二次諧波的輸出功率與仿真存在較大誤差?？梢钥闯?在提高FET倍頻器穩(wěn)定性的同時提高倍頻輸出功率依然是目前FET倍頻器實(shí)物制作的設(shè)計(jì)難點(diǎn)。隨著毫米波電路的發(fā)展,窄帶應(yīng)用型倍頻器由高附加噪聲到低附加噪聲,由低諧波抑制到高諧波抑制演變,這也是未來工作的主要研究方向之一。