黨濤 田殷 王輅 王光明 鄭宏興

(1. 空軍工程大學防空反導學院,西安 710051; 2. 河北工業(yè)大學電子信息工程學院,天津 300401)

引 言

隱身技術對現(xiàn)代武器裝備具有重要的意義,相應的隱身作戰(zhàn)平臺也應運而生. 隨著多功能系統(tǒng)和低可探測平臺的出現(xiàn),良好的設計使裝備的雷達散射截面(radar cross section, RCS)降低,大幅提高了作戰(zhàn)平臺的戰(zhàn)場生存能力. 隱身要求的頻率范圍通常為2～18 GHz. 然而在實際應用中,工作在L波段的天線陣列,對高于其工作頻率范圍的電磁波呈現(xiàn)較強的散射,成為重要的雷達回波源,破壞了整機的隱身性能.

頻率選擇表面(frequency selective surface, FSS)能夠減小工作頻帶外較寬范圍的散射,從而縮減帶外RCS. 而天線工作頻率范圍內的信號可以幾乎無損耗地通過FSS,以保證天線的正常工作. 它還可以在電子對抗中起到抗干擾的作用. 因此,研究FSS使其在保持結構隱身設計的同時,對不同頻率的電磁波“透明”和“阻止”,對于降低裝備的RCS意義重大.

近年來隨著計算機技術的進步,一方面可以建立精準的物理模型,另一方面也使得對FSS嚴格的數(shù)值分析成為可能. 人們在掌握原有形式單元的基礎上,開發(fā)出更具特色的FSS單元,如高Q值、高頻率選擇特性、雙頻段等. 同時印刷電路技術的發(fā)展,使得對它的研究為改善性能和實際應用提供了實現(xiàn)的可能. 最具代表性的是Wright-Patterson航空電子實驗室的FSS[1],在8.8～9.0 GHz頻帶內傳輸特性有很好的入射角穩(wěn)定性和交叉極化特性,并可以在其內部安裝能發(fā)射任意極化信號的掃描天線,還可減輕帶外電磁波干擾所帶來的影響,避免帶外電磁波在機載雷達天線上產生感應電流而向外產生較大的輻射,減少飛機在機頭方向上的RCS. R. Mittra教授的研究組率先提出了分析FSS的譜域法,并用這種方法分析了具有不同周期的多層級聯(lián)平面[2-3]. 其他研究小組給出了具有工程應用價值的不同形式單元形狀的等效電路,并對構成FSS的諸多參變量對頻響特性的影響進行了討論[4-5]. 人們還對多頻段頻分復用天線進行了研究:應用同心環(huán)貼片的組合設計了一系列從雙頻段到四頻段應用的FSS[6-8];利用分形幾何結構設計多頻段FSS[9];在設計中加入優(yōu)化算法,獲得一系列高性能的FSS單元[10]. 近幾年,基片集成波導技術被應用于FSS中[11],通過在級聯(lián)的多層FSS之間打金屬通孔,有效提高了通帶的陡峭度和帶外抑制度,將有源器件應用在FSS中,或提升FSS入射角穩(wěn)定性和交叉極化特性,實現(xiàn)寬角入射,或形成一種可調的新的吸波結構體.

目前,帶通型FSS會在單元諧振頻率的倍頻及以上出現(xiàn)高次諧振模式及不同陣列之間的相互干擾,破壞其阻帶性能[11]. 現(xiàn)有研究雖然可以實現(xiàn)通帶內較好的傳輸性能,卻無法實現(xiàn)帶外超寬帶的反射特性,尤其是應用在低頻的FSS,采用諧振單元不易實現(xiàn)超寬阻帶. 為解決這一問題,本文提出了一種基于耦合濾波器理論的方法,通過電容層、電感層等非諧振單元組成多層級聯(lián)結構,將電路的T型網絡變換為Π型網絡,形成電感耦合高階帶通濾波響應. 組成的諧振頻率不在所觀測的頻率范圍內,由這種“非諧振單元”組成的級聯(lián)結構可以在很寬的頻率范圍內不產生高次諧振模式,甚至不產生基本諧振模式,從而加大阻帶帶寬. 上述設計用實驗進行了驗證,達到了預定的目標.

1 單元結構設計

按照機載天線的工作頻率,FSS技術指標如表1所示,要求通帶頻率為0.9～1.2 GHz,中心頻率1.05 GHz,相對帶寬28.6%. 對于低頻寬帶FSS,有諧振型級聯(lián)結構和非諧振型級聯(lián)結構兩種類型. 諧振型級聯(lián)結構的組成單元為縫隙型帶通FSS,金屬單元自身即可諧振在所需的工作頻率,通過兩層或者多層金屬單元級聯(lián)拓展帶寬,金屬層之間由介質材料填充[12]. 非諧振型級聯(lián)結構通常至少由三層金屬層組成,兩層電容層和一層電感層,其中電容層和電感層自身均不可在所需工作頻率諧振,金屬單元自身的諧振頻率遠高于工作頻率,而三層金屬層組合在一起時,可以諧振工作在低頻. 根據(jù)Foster電抗定理[13],單元的傳輸極點和傳輸零點是交替分布的,因此高階諧振模式會對阻帶造成破壞. 對于阻帶抑制較寬的FSS,通常要求抑制頻帶范圍超過幾倍通帶中心頻率甚至十幾倍通帶中心頻率. 非諧振型級聯(lián)單元的組成周期通?？梢孕∮?/15工作波長,因此,即使要求的阻帶抑制頻率范圍較寬,也可以實現(xiàn)在寬頻帶范圍組成單元不出現(xiàn)高階諧振模式和柵瓣. 以圖1結構為例,電容層由金屬貼片組成,電感層由金屬網柵組成,金屬貼片和金屬網柵由介質基板分隔開,依次排布.

表1 FSS的技術指標Tab.1 Technical index of FSS

圖1 非諧振型級聯(lián)單元物理結構Fig.1 Physical structure of non-resonant cascading element

在高階諧振模式出現(xiàn)之前,二維無限大周期貼片陣列可以用一個等效電容表示,二維無限大周期網柵陣列可以用一個等效電感表示,介質層則可以等效為傳輸線,那么圖1中的結構可以等效為圖2(a). 在傳輸線長度小于λ/12時,可以將其分布參數(shù)模型簡化為一個串聯(lián)電感和一個并聯(lián)電容,等效后如圖2(b)所示. 再將T型網絡變換為Π型網絡,即可得到電感耦合高階帶通響應,如圖2(c)所示. 文獻[14]根據(jù)非諧振單元的工作原理,設計了一個中心頻率3 GHz級聯(lián)帶通FSS,并與相同尺寸的諧振級聯(lián)單元進行比較,結果表明,非諧振單元的阻帶特性良好,在觀測頻率范圍內沒有出現(xiàn)高次諧振或柵瓣,阻帶光滑,通帶帶寬較寬. 因此,在下面的設計中,選擇非諧振級聯(lián)型單元實現(xiàn)設計目標.

(a) 二維無限大周期貼片和網柵陣列分別用等效電容和等效電感表示(a) 2D infinite periodic patches and grid arrays are represented by equivalent capacitance and equivalent inductance respectively

(b) 長度小于λ/12的傳輸線簡化為一個串聯(lián)電感和并聯(lián)電容(b) Transmission lines less than λ/12 in length are simplified as a series inductance and shunt capacitance

(c) T型和Π型電感網絡(c) T-and Π-type inductor networks圖2 等效電路Fig.2 Equivalent circuit

2 寬帶設計

指標要求的相對帶寬為28.6%. 根據(jù)濾波器理論[15],二階帶通濾波器的帶寬正比于等效電感與等效電容之比,因此在有限厚度的條件下,若要實現(xiàn)寬帶頻率響應,需要加大并聯(lián)電感. 文獻[16]中介紹了一種十字網柵結構的非諧振型級聯(lián)結構電感層,在有限的周期和線寬條件下,有效限制了通帶帶寬. 在這種情況下,要想拓展帶寬,則需要電感層獲得更大的等效電感. 如果改變十字形結構,將十字網柵變?yōu)榉叫温菪劬€網柵結構,那么當二者具有相等的有效面積時,螺旋曲折線的電流路徑明顯得到延長. 此外,這種方式還可以通過控制單元尺寸以抑制高階模式和柵瓣的出現(xiàn).

考慮到物理尺寸的限制,需要在有限的面積下通過曲折線的方式延長電流路徑以提高電感,因此金屬條帶排列緊密,電感層寄生電容效應較大(加大帶內插損,兩層電容層陣列干涉點提前出現(xiàn)). 由于電感層是平面結構,且單元之間相互連通,可以用兩個相互正交的分離的金屬條帶代替之前的平面螺旋電感層,兩層金屬用介質板加載. 下面的仿真主要采用這種電感層形式.

3 陣列干涉

雖然非諧振型級聯(lián)單元的阻帶特性較好,但如果使用厚介質層以降低大角度入射時的插入損耗,可能會在高頻出現(xiàn)寄生通帶,如圖3所示. 通帶中心頻率為2.36 GHz,第一和第二寄生通帶分別出現(xiàn)在17.69 GHz和27.88 GHz,這并不是由于其金屬單元的高階諧振或單元的柵瓣造成,而是因為金屬層之間產生了相互干涉,即陣列干涉. 其效果類似于枝節(jié)匹配器,在某些特殊的頻點上,跨接在傳輸線上的導納經過多節(jié)傳輸線之后,產生了近似匹配的效果.

圖3 非諧振型級聯(lián)單元的陣列干涉現(xiàn)象Fig.3 Array interference phenomenon of non-resonant cascading element

非諧振型級聯(lián)結構如圖4所示,為抑制這種結構中的陣列干涉,采用修改電容層金屬圖案的方法. 貼片的等效電路可以用結電容表示,方環(huán)的等效電路可以用串聯(lián)LC網絡表示,因此方環(huán)單元為帶阻型單元,如圖5所示.

圖4 非諧振型級聯(lián)結構Fig.4 Non-resonant cascading structure

(a) 貼片 (b) 方環(huán) (a) Patch (b) Square loop圖5 貼片和方環(huán)的物理模型及其等效電路模型Fig.5 Physical model and equivalent circuit ofpatch and square loop

那么,將圖4所示結構中的電容層1和電容層2改進為諧振型的方環(huán)單元,如圖6所示,并通過調整方環(huán)的尺寸,將它們的傳輸極點置于陣列干涉點處,這樣可以有效抑制由陣列干涉造成的窄傳輸峰. 在低頻,電感對阻抗的貢獻較小,因此在低頻貼片單元和方環(huán)單元的導納相近, 二者所構成的非諧振型級聯(lián)結構通帶特性基本一致;而在高頻,二者的導納和傳輸特性相差較大,方環(huán)電容層可以有效抑制高頻干涉,如圖7和圖8所示. 方環(huán)電容層構成的非諧振型級聯(lián)結構在高頻處出現(xiàn)傳輸峰,在保持通帶特性的同時,提高了阻帶性能,拓展了阻帶帶寬. 進一步,可以根據(jù)當前結構,合理設置電容層和電感層的物理尺寸,實現(xiàn)所要求的電性能指標. 在下一節(jié)的實驗設計過程中,就選用這種方環(huán)電容層和螺旋曲折線電感層構成的非諧振級聯(lián)結構.

(a) 電容層1 (b) 電容層2(a) Capacitive layer 1 (b) Capacitive layer 2圖6 電容層1和電容層2的改進結構Fig.6 Improved structure of capacitive layer 1 and layer 2

圖7 貼片電容層和方環(huán)電容層構成的非諧振型級聯(lián)結構的傳輸特性Fig.7 Transmission characteristic of non-resonant cascading structure with patch and square loop capacitance layer

圖8 貼片電容層和方環(huán)電容層的導納Fig.8 Admittance of patch and square loop capacitance layer

4 實驗結果

對上述結構進行優(yōu)化,單元周期3.52 mm,厚度20.8 mm. 介質1為陶瓷材料,介質2為泡沫材料,介質3為Rogers 5880,電感層線寬為0.1 mm,金屬層和介質層的結構參數(shù)和物理參數(shù)見表2和表3,用印刷電路板工藝加工.

表2 單元結構的尺寸Tab.2 Structure parameters of elements mm

表3 單元結構的物理參數(shù)Tab.3 Physical parameters of elements

傳輸通帶工作的極化方式為TE極化,阻帶抑制為TE和TM極化. 采用矢量網絡分析儀測得結果如圖9和圖 10所示,其中圖9(a)和圖10(a)為整個通帶內的傳輸特性,圖9(b)和圖10(b)為設計標準所要求工作頻帶內傳輸系數(shù)的局部放大.

可以看出,隨著入射角加大,TE極化的通帶輕微上偏,通帶低頻插損加大,通帶中心凹陷加大. 在2～18 GHz阻帶頻率范圍,TE極化阻帶抑制良好,可以滿足在2～18 GHz抑制大于15 dB的要求. TM極化時,隨入射角加大,諧振頻率上偏,矩形系數(shù)降低帶外抑制變差. 但是TM極化阻帶抑制均值大于15 dB. 表4列出了TE極化和TM極化分別以0°和30°在不同頻率下入射所得到的仿真和實測結果的采樣對比,可以看出二者保持很好的一致性. TE極化通帶插損均值和TE、TM極化阻帶抑制均值如表5和表 6所示. 結果表明這種結構在通帶0.9～1.2 GHz范圍內的0° ～70°內有著良好的傳輸特性,滿足了控制飛行器平臺的需求.

(a) 全頻帶(a) Full-band

(b) 通帶(b) Passband圖9 TE極化傳輸特性Fig.9 Transmission characteristic of TE mode

(a) 全頻帶(a) Full-band

(b) 通帶(b) Passband圖10 TM極化傳輸特性Fig.10 Transmission characteristic of TM mode

表5 0.9～1.2 GHz頻段TE極化通帶插損Tab.5 Passband insertion loss of TE mode in 0.9—1.2 GHz

表6 0.9～1.2 GHz頻段阻帶抑制Tab.6 Stopband rejection in 0.9—1.2 GHz dB

5 結 論

以飛行器天線陣列隱身技術為研究對象,通過理論分析和仿真比較,詳細討論了控制RCS的有效方法. 外形設計是降低RCS的有效手段,但由于飛行器平臺的特殊性時常不能完全滿足設計要求. 而頻率選擇表面則能夠在保證通帶良好性能的條件下,達到較高的阻帶指標. 總結出了用非諧振方環(huán)代替諧振貼片設計頻率選擇表面的方法,仿真結果表明用該方法所設計的頻率選擇表面通帶和阻帶特性都有顯著提高.

在線學習文獻對于互動的重要性一致認可，人們相信學生、教師與學習內容之間的互動在所有正式教育中都發(fā)揮著基本的作用。如圖1所示，技術支持下的在線教育學習空間構成中，靜態(tài)技術如視頻、文本和網頁等，使學習者能夠獲取或觀看穩(wěn)定的信息，但對學習者建構知識沒有太多幫助。而在線教育的動態(tài)教學環(huán)境下，位于連續(xù)體中間技術如彈幕、討論區(qū)和博客等，使學習者能夠與內容及其他學習者、教師進行互動交流、評價和回應。教師在這一過程中引導學生將問題和現(xiàn)有知識表征進行比較，通過分析與辯論，促進學生構建自己的反應，形成新的認知。