賀 俊， 王子豪

1.上海矩奉電機(jī)自動(dòng)化有限公司 上海 200331 2.上海電機(jī)學(xué)院 電氣學(xué)院 上海 201302

1 研究背景

臭氧因其獨(dú)特的物理和化學(xué)性質(zhì)，被廣泛應(yīng)用于生活的各個(gè)領(lǐng)域，被世人喻為綠色消毒產(chǎn)品?，F(xiàn)階段，相關(guān)臭氧產(chǎn)品已經(jīng)從飲用水處理系統(tǒng)拓展到污水處理、污染氣體處理、空氣凈化、空間殺菌及工業(yè)漂白等各個(gè)領(lǐng)域。

臭氧發(fā)生器電源的性能在很大程度上決定了設(shè)備的工作效率及可靠性。若開關(guān)電源采用傳統(tǒng)的比例積分微分（PID）控制方法，則參數(shù)在整定時(shí)以對(duì)象特性為基礎(chǔ)，較為依賴傳遞函數(shù)，而由于臭氧發(fā)生器負(fù)載屬于非線性負(fù)載，因此難以對(duì)其準(zhǔn)確進(jìn)行數(shù)學(xué)建模。

相比于其它控制方法，模糊自整定PID控制方法可以根據(jù)控制量的變化誤差及誤差變化率，對(duì)控制參數(shù)進(jìn)行自動(dòng)調(diào)整，使控制系統(tǒng)品質(zhì)保持在最佳范圍內(nèi)［1-3］。

筆者首先通過MATLAB軟件進(jìn)行建模仿真，證明控制算法及電路拓?fù)涞目尚行?，以及使用模糊自整定PID移相控制策略的系統(tǒng)控制效果優(yōu)越性，然后使用T MS320F28335型數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的控制算法［4］。

2 開關(guān)電源移相控制原理

在眾多臭氧發(fā)生設(shè)備中，介質(zhì)阻擋放電法是目前制備臭氧的主流方法。筆者設(shè)計(jì)的臭氧電源采用介質(zhì)阻擋放電工作方式，以臭氧管作為負(fù)載，工作過程為：開關(guān)電源接入工頻交流電，經(jīng)過不可控整流電路及功率因數(shù)校正電路后，輸出400 V直流電；再經(jīng)過全橋逆變電路及變壓器升壓，輸出峰值電壓為2 k V、開關(guān)頻率為12 k Hz的交流電，作用在臭氧管的負(fù)載上，串聯(lián)諧振電感使負(fù)載工作在恒流諧振狀態(tài)。

筆者主要研究開關(guān)電源的移相控制，其原理如圖1所示。假設(shè)輸入為經(jīng)過功率因數(shù)校正的400 V直流電，負(fù)載部分為臭氧管負(fù)載的等效電路，具體理論數(shù)值可參考文獻(xiàn)［5-6］。移相控制的原理為：通過控制對(duì)角開關(guān)（QA和QD、QB和QC）同時(shí)開通的時(shí)間，來調(diào)整負(fù)載電流的大小。控制對(duì)角開關(guān)同時(shí)開通時(shí)間的方法有很多，考慮到軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)條件［7］，筆者選擇固定占空比、錯(cuò)開移相角的方法，即QA和QD的開關(guān)占空比都為50%，但是開通的時(shí)間不一樣，QD延時(shí)打開，最大延時(shí)量為QA波形的半個(gè)周期。

圖1 電源移相控制原理

3 MATLAB仿真

筆者采用模糊自整定PID移相控制方法，即在PID控制的基礎(chǔ)上進(jìn)行實(shí)時(shí)參數(shù)優(yōu)化。反饋控制系統(tǒng)原理如圖2所示。

圖2 反饋控制系統(tǒng)原理

傳統(tǒng)的控制步驟為：測(cè)算出電流的有效值，輸入反饋控制模塊，與給定目標(biāo)值比較，計(jì)算出誤差e。為了模擬實(shí)際控制器控制效果，Zero-Order Hold模塊使連續(xù)信號(hào)轉(zhuǎn)換為離散數(shù)值，送入PID計(jì)算環(huán)節(jié)。一個(gè)閉環(huán)仿真周期設(shè)為0.1 ms，即電流的有效值每0.1 ms更新一次。kp、ki、kd為PID控制初始因數(shù)。誤差e與移相角θ之間的傳遞函數(shù)為：

移相角θ與移相時(shí)間，也即開關(guān)延時(shí)t之間的關(guān)系為：

式中：T為一個(gè)開關(guān)周期。

傳遞函數(shù)arccos的自變量取值為［－1，1］，所以要對(duì)計(jì)算輸出值進(jìn)行線性縮小，限幅Saturation為［－1，1］，最終輸出Out為超前橋臂與滯后橋臂之間的延時(shí)。

在實(shí)際臭氧發(fā)生器的工作過程中，臭氧管的負(fù)載會(huì)因工作時(shí)間的增加及溫度的變化而受到干擾因素的影響，對(duì)象參數(shù)特性會(huì)發(fā)生改變。加入?yún)?shù)模糊自整定的方法，可以使控制系統(tǒng)品質(zhì)指標(biāo)保持在最佳范圍內(nèi)。通過對(duì)不同工作狀態(tài)時(shí)誤差e與誤差變化率ec進(jìn)行模糊推理，得出PID三個(gè)參數(shù)的校正。筆者仿真采用比例積分（PI）參數(shù)自整定，僅調(diào)整比例因數(shù)kp和積分因數(shù)ki，減小計(jì)算量，加快系統(tǒng)的響應(yīng)速度，使系統(tǒng)更適合用于工業(yè)生產(chǎn)的實(shí)現(xiàn)和推廣。

4 比例與積分因數(shù)整定原則

4.1 比例因數(shù)

由于定義誤差為實(shí)際的電流值減去參考值，因此當(dāng)誤差e為負(fù)值時(shí)，系統(tǒng)的電流低于目標(biāo)值。當(dāng)e為正值時(shí)，系統(tǒng)處于超調(diào)狀態(tài)。誤差變化率ec為正值時(shí)，表示電流處于上升階段。ec為負(fù)值時(shí)，電流處于下降階段。將誤差e和誤差變化率ec的值分為7檔——NB、NM、NS、Z、PS、PM、PB，依次代表負(fù)大、負(fù)中、負(fù)小、零、正小、正中、正大。

在閉環(huán)控制過程中，先設(shè)定一個(gè)初始比例因數(shù)kp0。當(dāng)響應(yīng)在上升過程中誤差較大，即e為NB、NM時(shí)，比例因數(shù)的變化量Δkp取正值，增大比例因數(shù)以盡快消除誤差，根據(jù)ec的大小調(diào)整不同大小的Δkp。與此相對(duì)應(yīng)，當(dāng)系統(tǒng)超調(diào)較大，即e為PB、PM時(shí)，Δkp取負(fù)值，減小比例因數(shù)使目標(biāo)值盡快回落［8-9］。

當(dāng)誤差在零附近，即e為Z時(shí)，分三種情況：①ec為P時(shí)，電流仍然處于上升狀態(tài)，此時(shí)Δkp取負(fù)值；②ec為N時(shí)，電流處在下降狀態(tài)，Δkp取正值；③ec為Z時(shí)，說明實(shí)際的電流值和目標(biāo)值很接近，并且較為穩(wěn)定，所以要保持此時(shí)的比例因數(shù)不變，Δkp取Z。

還有四個(gè)狀態(tài)，選擇保持比例因數(shù)不變，分別是：①e為NS，ec為PS；②e為 NS，ec為PM；③e為PS，ec為NS；④e為PS，ec為NM。舉例說明，當(dāng)e為NS、ec為PS時(shí)，電流實(shí)際值小于目標(biāo)值，但是電流仍然保持小步伐上升的狀態(tài)，此時(shí)不用改變比例因數(shù)電流也可以較快達(dá)到穩(wěn)態(tài)。這樣設(shè)計(jì)可以減小控制系統(tǒng)的工作量，提高控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性。比例因數(shù)模糊規(guī)則表見表1。

表1 比例因數(shù)模糊規(guī)則表

4.2 積分因數(shù)

積分因數(shù)的設(shè)定采用積分分離策略，在普通PID控制過程中引入積分環(huán)節(jié)的目的，主要是為了消除靜差、提高控制精度。但是在系統(tǒng)啟動(dòng)和停止的過程中，短時(shí)間內(nèi)會(huì)產(chǎn)生很大的偏差，造成PID運(yùn)算的積分積累，導(dǎo)致控制量超過執(zhí)行機(jī)構(gòu)所允許的極限控制量，引起系統(tǒng)產(chǎn)生較大的超調(diào)，甚至引發(fā)系統(tǒng)較大的振蕩。

積分分離策略是當(dāng)電流值與目標(biāo)值的誤差較大時(shí)，取消積分作用，以免因?yàn)榉e分作用使系統(tǒng)穩(wěn)定性降低。當(dāng)被控電流值接近目標(biāo)值時(shí)，引入積分控制。設(shè)置積分因數(shù)的初始值ki0＝0，誤差e為Z、NS、PS時(shí)，積分因數(shù)取正值；否則，積分因數(shù)取零［9-10］。積分因數(shù)模糊規(guī)則表見表2。

在線性運(yùn)算過程中，控制系統(tǒng)通過對(duì)模糊邏輯規(guī)則的處理、查表和運(yùn)算，完成PID參數(shù)的在線校正。定義誤差e、誤差變化率ec的模糊集合均為｛N，Z，P｝，N、Z、P依次代表負(fù)、零、正，e的基本論域?yàn)椋郏?，1］，ec的基本論域?yàn)椋郏?，1.5］，kp、ki的模糊集合也是｛N，Z，P｝，kp的論域?yàn)椋郏?，3］，ki的論域?yàn)椋郏?，1］。

圖3所示為電路啟動(dòng)到達(dá)穩(wěn)態(tài)的過程中負(fù)載電流的有效值，虛線表示傳統(tǒng)PID控制，kp、ki的初始值分別設(shè)為2.7和1。實(shí)線表示模糊自整定PID移相控制，kp、ki的初始值分別設(shè)為2.7和0，在工作過程中伴隨模糊規(guī)則而變化。在傳統(tǒng)PID控制時(shí)，啟動(dòng)過程中電流出現(xiàn)較大超調(diào)，在1 ms過后達(dá)到穩(wěn)定，但是存在0.1 A左右的穩(wěn)態(tài)誤差。使用模糊自整定PID移相控制方法很好地解決了問題，啟動(dòng)時(shí)超調(diào)量小，電流很快接近目標(biāo)值，達(dá)到穩(wěn)態(tài)。

表2 積分因數(shù)模糊規(guī)則表

圖3 啟動(dòng)過程電流有效值

5 基于DSP的控制策略軟件編程

5.1 模糊控制查表法

智能控制的硬件實(shí)現(xiàn)一直是工業(yè)生產(chǎn)中棘手的問題，在很多情況下由于編程復(fù)雜、計(jì)算時(shí)間較長(zhǎng)，控制效果達(dá)不到預(yù)期，使工業(yè)生產(chǎn)中簡(jiǎn)單的PI控制依然占據(jù)著主流。DSP和現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列等新一代控制器的迅速發(fā)展，大大提升了處理器的運(yùn)算速度和指令處理速度，使智能控制可以更加廣泛地應(yīng)用于工業(yè)生產(chǎn)中。采用T MS320F28335型DSP芯片，作為本次試驗(yàn)的控制器，其系統(tǒng)時(shí)鐘為150 MHz，采用哈佛結(jié)構(gòu)，能夠在一個(gè)周期內(nèi)完成32×32位的乘法累加運(yùn)算，優(yōu)異的性能滿足本次試驗(yàn)的需求。

模糊控制也是一種經(jīng)典的智能控制方式，目前主流的實(shí)現(xiàn)方法為在線計(jì)算法和查表法。在線計(jì)算法的優(yōu)點(diǎn)是程序所占的內(nèi)存空間小，缺點(diǎn)是計(jì)算周期長(zhǎng)。查表法恰好相反，不需要實(shí)時(shí)運(yùn)算，但是需要較大的儲(chǔ)存空間。DSP芯片上有256 KB×16位嵌入式閃存儲(chǔ)存器，有充足的空間儲(chǔ)存數(shù)據(jù)，適合使用查表法來實(shí)現(xiàn)控制。具體應(yīng)用時(shí)，在MATLAB Si mulink中有系統(tǒng)測(cè)試界面，可以計(jì)算出模糊控制器一一對(duì)應(yīng)的輸入和輸出關(guān)系，制作出表格。

模糊控制規(guī)則為：輸入量為誤差e和誤差變化率ec，根據(jù)需求選擇取值精度，對(duì)應(yīng)輸出值為kp、ki。使用if嵌套的方法對(duì)f uzzy（）函數(shù)編程：

首先對(duì)e進(jìn)行判斷，然后再對(duì)ec進(jìn)行判斷。函數(shù)返回值為kp、ki，為PID（）函數(shù)提供參數(shù)。本程序設(shè)計(jì)精度為0.1，有些工作環(huán)境中需要提高模糊精度，勢(shì)必要增加程序的存儲(chǔ)地址，在DSP的隨機(jī)存儲(chǔ)器中可能會(huì)無法運(yùn)行，建議直接在閃存存儲(chǔ)器中調(diào)試。

5.2 數(shù)模轉(zhuǎn)換采樣與中斷函數(shù)

數(shù)模轉(zhuǎn)換采樣和中斷實(shí)際是控制閉環(huán)周期，如前文所述，閉環(huán)周期為0.1 ms，即每0.1 ms進(jìn)行一次電壓采樣，與參考值比較，得出e、ec，通過fuzzy（）函數(shù)更新kp、ki，代入PID（）函數(shù)，更新被控量移相角。

數(shù)模轉(zhuǎn)換采用定時(shí)器觸發(fā)，在CPU ti mer0中斷里使能數(shù)模轉(zhuǎn)換的軟件觸發(fā)位，觸發(fā)位具體為Adc Regs.ADCTRL2.bit.SOC＿SEQ1＝1。在數(shù)模轉(zhuǎn)換初始化函數(shù)void ADC＿config（void）中，配置數(shù)模轉(zhuǎn)換的采樣頻率、采樣通道數(shù)、中斷入口、結(jié)果排序等。DSP芯片的采樣模塊有16個(gè)采樣通道，為了提高采樣精度，選擇六通道順序采樣后累加求平均策略。

數(shù)模轉(zhuǎn)換的原理是DSP可以測(cè)量出固定幾個(gè)引腳上的輸入電壓，范圍是0～3 V，所以負(fù)載的電流大小不可以直接測(cè)量，需要使用電流互感器將電流按比例縮小，經(jīng)過二極管整流電路后接在電阻上，電阻兩端的電壓才可以直接輸入數(shù)模轉(zhuǎn)換引腳，如圖4所示。

圖4 數(shù)模轉(zhuǎn)換采樣原理

5.3 雙橋臂脈寬調(diào)制波

本次試驗(yàn)需要用到4路脈寬調(diào)制波，即DSP芯片中兩個(gè)EPWM模塊。EPWM1模塊輸出超前橋臂的波形控制開關(guān)管A、C，EPWM2模塊輸出滯后橋臂的波形控制開關(guān)管B、D。系統(tǒng)時(shí)鐘頻率為150 MHz，脈寬調(diào)制波控制頻率為12 k Hz，等于12 500個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘。模塊統(tǒng)一采用Up-Down計(jì)數(shù)模式，寄存器TBPRD的數(shù)值為6 250，移相角θ可通過6 250θ／π轉(zhuǎn)換為時(shí)鐘周期個(gè)數(shù)。

EPWM1和EPWM2模塊波形分別如圖5、圖6所示。

圖5 EPWM1模塊波形

圖6 EPWM2模塊波形

具體編程如下：

EPwm1 Regs.AQCTLA.bit.PRD＝AQ＿SET；

EPwm1 Regs.AQCTLA.bit.ZRO＝AQ＿CLEAR；

EPwm1 Regs.AQCTLB.bit.PRD＝AQ＿CLEAR；

EPwm1 Regs.AQCTLB.bit.ZRO＝AQ＿SET；

EPwm2 Regs.CMPA.half.CMPA＝Y(jié)IXIANG；

EPwm2 Regs.CMPB＝6250－YIXIANG；

EPwm2 Regs.AQCTLA.bit.CAU＝AQ＿SET；

EPwm2 Regs.AQCTLA.bit.CBD＝AQ＿CLEAR；

EPwm2 Regs.AQCTLB.bit.CAU＝AQ＿CLEAR；

EPwm2 Regs.AQCTLB.bit.CBD＝AQ＿SET；

EPWM1模塊不需要設(shè)置比較寄存器數(shù)值，在數(shù)值寄存器值等于TBPRD和0時(shí)，動(dòng)作模塊觸發(fā)。EPWM2模塊CMPA數(shù)值為Uint16 YIXIANG，CMPB數(shù)值為6250-YIXIANG。

6 試驗(yàn)波形

根據(jù)前文的理論分析，筆者設(shè)計(jì)試制了一臺(tái)功率為10 k W的臭氧發(fā)生器電源樣機(jī)。

當(dāng)臭氧發(fā)生器電源設(shè)備工作達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，負(fù)載兩端的電流和電壓波形如圖7、圖8所示。圖7中橫坐標(biāo)每格代表30μs，圖8中橫坐標(biāo)每格代表40μs。藍(lán)色的電壓波形基本呈正弦波形狀，臭氧管負(fù)載與串聯(lián)電感經(jīng)過諧振后負(fù)載電壓峰峰值穩(wěn)定在8 k V左右。黃色的電流波形則因?yàn)槌粞豕鼙旧砉ぷ魈匦杂蟹蔷€性的放電過程，產(chǎn)生了一些形變，不過總體而言還是呈正弦波形周期變化，電流有效值接近0.78 A的目標(biāo)值。

7 結(jié)束語(yǔ)

筆者基于臭氧發(fā)生器的開關(guān)電源控制策略，對(duì)傳統(tǒng)PID控制進(jìn)行優(yōu)化，通過MATLAB軟件仿真確認(rèn)，模糊自整定PID移相控制更適合臭氧發(fā)生器開關(guān)電源工作。搭建試驗(yàn)樣機(jī)實(shí)現(xiàn)了整個(gè)控制過程，證明筆者提出的控制策略可以在實(shí)際生產(chǎn)過程中應(yīng)用。

圖7 移相角90°時(shí)負(fù)載波形

圖8 移相角50°時(shí)負(fù)載波形