萬志華，王建軍，張昊東，譚文華

（北京航天發(fā)射技術(shù)研究所，北京100076）

0 引 言

隨著石油資源的日益枯竭以及全球氣候的惡化，人類開始尋求更加清潔的替代能源，電能作為一種清潔能源為大家所重視。在這種大環(huán)境下，全球各國加大了對電動汽車行業(yè)的投入，而發(fā)展電動汽車，充電系統(tǒng)是非常重要的環(huán)節(jié)。充電系統(tǒng)是由多個充電模塊并聯(lián)而成，與充電電池直接相連的充電部分主要是DC／DC變換器。

DC／DC變換器是將一種直流電變換為另一種直流電的轉(zhuǎn)換裝置。隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，DC／DC變換器正向著高頻化、軟開關(guān)、高功率密度的方向發(fā)展。本課題針對電動物流車用14 V輸出DC／DC變換器的技術(shù)要求，采用LLC技術(shù)實現(xiàn)了變換器的高頻軟開關(guān)，在減小變換器體積的同時降低了變換器的損耗。同時采用同步整流技術(shù)，進一步提高了變換器的效率，最終研制出一款最高效率達到95%以上、額定輸出1.8 kW的DC／DC電源。

1 DC／DC變換器參數(shù)設計

1.1 變換器技術(shù)指標要求

課題規(guī)定的14 V輸出DC／DC變換器的主要技術(shù)指標如下：

輸入電壓范圍：280～420 VDC；

額定輸出電壓：14±0.2 VDC；

額定輸出電流：130 A；

峰值輸出電流：150±10 A；

額定輸出功率：1.8 kW；

峰值輸出功率：2.2 kW。

由于變換器輸入電壓的范圍較寬，而采用LLC技術(shù)，變換器只能通過調(diào)頻控制電源的輸出增益，在此情況下，變換器的增益調(diào)節(jié)范圍有限，無法實現(xiàn)在如此寬輸入電壓范圍內(nèi)的穩(wěn)壓輸出。所以本課題擬采用兩級結(jié)構(gòu)，首先通過一級Boost電路實現(xiàn)對寬范圍輸入的升壓穩(wěn)壓，設定母線穩(wěn)壓輸出510 V；然后通過LLC諧振變換最終實現(xiàn)變換器的低壓穩(wěn)壓輸出。

1.2 LLC諧振變換器工作原理

LLC諧振變換器拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。圖1是半橋結(jié)構(gòu)的LLC諧振變換器，兩個功率開關(guān)管Q1和Q2構(gòu)成半橋結(jié)構(gòu)，其驅(qū)動信號為50%固定占空比的互補信號。實際上，每個開關(guān)管的導通時間在一個開關(guān)周期內(nèi)略小于50%，要設置一個死區(qū)時間來避免直通。在a、b點間產(chǎn)生一方波電壓作為諧振回路的輸入。電容Cr、串聯(lián)電感Lr和變壓器激磁電感Lm構(gòu)成LLC諧振回路。在變壓器副邊，同步整流管SR1和SR2組成帶中心抽頭的全波整流電路，輸出電壓經(jīng)輸出電容Co濾波后供負載使用［1］。

對于一個特定參數(shù)的LLC諧振變換器，直流增益特性曲線如圖2所示。從圖中可以看出其有兩個諧振點，分別是：

串聯(lián)諧振頻點

并聯(lián)諧振頻點

圖1 LLC諧振變換電路

圖2 LLC直流增益特性曲線

變換器工作在諧振網(wǎng)絡等效輸入阻抗為感性的區(qū)域時，即實現(xiàn)ZVS，對于降低功率開關(guān)管的開關(guān)損耗更有利，所以變換器只能工作于區(qū)域2和區(qū)域1。同時，當變換器工作在區(qū)域1時，在輕載條件下，負載阻抗遠大于諧振網(wǎng)絡阻抗，幾乎全部的電壓落在負載上，由于其曲線過于平緩，若要對輸出電壓進行調(diào)節(jié)，頻率變化范圍過大，不利于磁性器件的設計。同時在區(qū)域2上，整流二極管斷續(xù)，能夠?qū)崿F(xiàn)ZCS，因此，LLC諧振變換器的最佳工作區(qū)域在區(qū)域2［2］。

1.3 LLC諧振網(wǎng)絡參數(shù)設計

由于LLC諧振變換器為調(diào)頻控制，無法實現(xiàn)寬范圍調(diào)壓，課題采用兩級結(jié)構(gòu)，首先通過一級Boost電路實現(xiàn)280 V～420 VDC輸入電壓范圍內(nèi)的升壓穩(wěn)壓輸出［4］，設定母線電壓輸出為510 V，以下進行LLC諧振參數(shù)的設計。

（1）確定變壓器匝比n

根據(jù)諧振網(wǎng)絡增益公式：

求得：N＝18.2，考慮整流管壓降，取n＝18。

（2）確定諧振電感系數(shù)k

綜合考慮LLC諧振變換的調(diào)壓范圍以及磁性器件的設計損耗，k值的選取需作折衷，不能過大也不能過小，一般選取k在5～10之間，本課題選取k＝6。

（3）設計諧振網(wǎng)絡

令

計算滿載時的等效負載阻抗：

根據(jù)QFL、fr1和Rac.FL可計算諧振網(wǎng)絡參數(shù)［3］：

這樣基本完成了一臺14 V輸出LLC變換器的諧振參數(shù)設計。

2 器件設計及選型

2.1 功率開關(guān)管

功率開關(guān)管采用碳化硅 MOSFET，相比于普通MOSFET，其具有耐高溫、耐高壓、導通電阻小等優(yōu)點。課題選用美國CREE公司生產(chǎn)的型號為C2M0080120D的新一代SiC功率MOSFET，它可以耐受1 200 V的高壓，且其導通電阻僅為80 mΩ，結(jié)溫在100℃情況下的額定導通電流為24 A，滿足功率開關(guān)管的指標要求，并留有充足裕量。

2.2 串聯(lián)諧振電容

根據(jù)諧振參數(shù)設計，串聯(lián)諧振電容Cr＝95 nF，考慮諧振電容的耐受電壓范圍較大并留有裕量，課題采用兩只廈門法拉C82系列47 nF的薄膜電容并聯(lián)使用，其可耐受650 VAC的高電壓，工作損耗小，內(nèi)部溫升小，滿足器件的選型要求。

2.3 諧振電感的設計

串、并聯(lián)諧振電感統(tǒng)一采用東磁生產(chǎn)DMR95材料的PQ32－30型磁芯。根據(jù)電感量公式：

式中，la為氣隙長度，取la＝2 mm；N 為線圈匝數(shù)；μ0為真空磁導率，且μ0＝4π×10－7；Ae＝155 mm2。

2.4 變壓器設計

主變壓器采用定制磁芯，已知變壓器變比為18：1，取原邊線圈繞組匝數(shù)Np＝36，則副邊匝數(shù)Ns＝2。

2.5 同步整流MOSFET選型

由于變換器額定電流130 A，為了降低整流損耗，采用通態(tài)電阻極低的場效應管（MOSFET）來替代整流二極管。課題選用英飛凌公司生產(chǎn)的型號為IPP020N06N場效應管，其反向耐壓UDS＝60 V，導通電阻RDS＝2 mΩ，額定電流ID＝120 A，采用兩只MOSFET并聯(lián)可滿足要求。

這樣，基本完成了變換器主要功率器件的設計選型。

圖3 LLC諧振變換器仿真模型

3 建模與仿真

根據(jù)上述參數(shù)設計，利用MATLAB／Simulink搭建了LLC諧振變換器仿真模型，并完成了對14 V 130 A輸出開關(guān)電源的仿真分析。其仿真模型如圖3所示，仿真波形如圖4～圖7所示。

圖4 功率開關(guān)管驅(qū)動及串、并聯(lián)諧振電感電流波形

圖5 功率開關(guān)管ZVS波形

圖6 同步整流管ZCS波形

圖7 輸出電壓波形

從以上仿真波形可以看出，變換器的工作頻率fs＝123 kHz＜fr1，此時變換器工作在區(qū)域2。從圖5可以看出功率開關(guān)管關(guān)斷時電流不為零，且諧振電路呈感性，流過開關(guān)管的電流不能突變，因而實現(xiàn)了功率開關(guān)管的ZVS（零電壓開通）。同理，同步整流管實現(xiàn)了ZCS，且變換器輸出穩(wěn)定在14 V左右。

4 試驗驗證

基于上述研究，本課題設計研制了一臺14 V輸出的DC／DC變換器樣機，并對其進行試驗驗證。

首先測試變換器功率開關(guān)管的驅(qū)動波形，如圖8所示，兩功率開關(guān)管驅(qū)動信號互補，驅(qū)動頻率130 kHz，符合預期設定。且從圖9可以看出，當驅(qū)動信號電壓上升時，即功率開關(guān)管將要開通時，其漏、源極間電壓下降到0，實現(xiàn)了功率開關(guān)管的ZVS。

圖8 功率開關(guān)管驅(qū)動波形

圖9 功率開關(guān)管ZVS波形

而后對變換器的主要性能指標進行測試，測試其在不同負載下的紋波峰峰值如表1。結(jié)果表明，變換器的輸出紋波電壓在300 mV以內(nèi)，達到給蓄電池充電的標準。

表1 不同負載下的紋波大小

測試變換器在不同負載情況下的效率如2所示。

表2 不同負載下的效率

通過表2可以看出，隨著負載的增加，變換器效率逐漸上升，當加到半載左右時，效率達到最大，且其最高效率達到95%以上；而后隨著負載的增加，效率有所下降，但其效率始終維持在92%以上的較高水平。

5 結(jié) 論

基于電動物流車DC／DC變換器的應用要求，本課題基于LLC諧振變換技術(shù)，通過理論計算與設計仿真，完成了變換器的設計選型，并研制了一臺14 V輸出額定功率1.8 kW的DC／DC變換器。通過對變換器樣機的測試，驗證了LLC諧振變換器功率開關(guān)管ZVS的實現(xiàn)，通過紋波測試和效率測試，實現(xiàn)了一臺紋波電壓小于300 mV、最高效率達到95%以上的變換器試驗樣機。