陳 青

（南京郵電大學(xué) 通信與信息工程學(xué)院，江蘇 南京 210003）

0 引 言

為了滿足無(wú)線通信系統(tǒng)中指數(shù)級(jí)增長(zhǎng)的業(yè)務(wù)，開(kāi)發(fā)了LTE網(wǎng)絡(luò)技術(shù)。該技術(shù)通過(guò)引進(jìn)先進(jìn)技術(shù)如多輸入多輸出技術(shù)（MIMO）[1]和正交頻分多址技術(shù)（OFDMA）[2]等，來(lái)有效利用分配的資源。同時(shí)，系統(tǒng)容量和蜂窩覆蓋區(qū)域可以利用先進(jìn)技術(shù)（如重用可用頻譜）得到明顯改善。通過(guò)采用上述先進(jìn)技術(shù)，LTE中的數(shù)據(jù)吞吐量有所增加。因此，LTE網(wǎng)絡(luò)支持語(yǔ)音和數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的分組交換數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，還提供了1.4 MHz ～ 20 MHz的可用頻譜。

在LTE標(biāo)準(zhǔn)中，MIMO和OFDMA是用于實(shí)現(xiàn)所需數(shù)據(jù)速率、吞吐量和可靠性的有效技術(shù)。通過(guò)部署MIMO，可以在無(wú)線通信中實(shí)現(xiàn)空間分集。另外，LTE中的OFDMA系統(tǒng)通過(guò)建立信號(hào)之間的正交性，簡(jiǎn)化了多載波傳輸系統(tǒng)。由于可用頻譜的重用，增加了系統(tǒng)容量。但是，由于蜂窩外傳輸造成的干擾導(dǎo)致蜂窩邊緣用戶性能下降。因此，研究了干擾對(duì)兩種重要方案績(jī)效的影響?？臻g頻率塊碼（SFBC）和最大比率接收機(jī)組合（MRRC）用于各種標(biāo)準(zhǔn)化信道的標(biāo)準(zhǔn)復(fù)合系統(tǒng)。蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)中的干擾大致可以分為兩大類：小區(qū)內(nèi)干擾和小區(qū)間干擾（ICI），如圖1所示。當(dāng)不同的用戶設(shè)備（UE）處于相同eNodeB的覆蓋范圍時(shí)，內(nèi)部干擾出現(xiàn)，而ICI是由于從不同eNodeB到UE的信號(hào)傳輸造成的。ICI對(duì)小區(qū)邊緣用戶更突出[3]。LTE中的小區(qū)間干擾可以通過(guò)子載波間OFDMA的正交性來(lái)緩解，然而ICI限制了LTE網(wǎng)絡(luò)的吞吐量和頻譜效率，特別是對(duì)小區(qū)邊緣用戶[4]。因此，緩解ICI是改善系統(tǒng)性能的重要研究領(lǐng)域。當(dāng)前，已有許多關(guān)于LTE網(wǎng)絡(luò)性能分析的論文，但是在存在共信道干擾（CCI）情況下的性能分析和比較仍然有限。

圖1 小區(qū)間和小區(qū)內(nèi)干擾

本文評(píng)估在LTE網(wǎng)絡(luò)中存在CCI時(shí)，分集方案（包括發(fā)射和接收機(jī)）的性能。根據(jù)第三代移動(dòng)通信合作計(jì)劃（3GPP）標(biāo)準(zhǔn)，通過(guò)考慮下行鏈路中的兩層傳輸?shù)臄?shù)據(jù)進(jìn)行建模[5]，并在調(diào)制的數(shù)據(jù)流上發(fā)送分集。傳輸通過(guò)兩種不同的LTE信道模型實(shí)現(xiàn)，即EVA信道模型[5]和ETU信道模型[5]，且采用不同的多普勒頻率，如5 Hz和70 Hz。假設(shè)干擾源存在于相同的頻率范圍內(nèi)，并通過(guò)繪制平均誤碼率（BER）來(lái)分析其對(duì)接收機(jī)解碼數(shù)據(jù)的影響。SFBC的性能與MRRC相比，是一種流行的接收機(jī)分集方案[6]。

本文的其余部分組織為：第1節(jié)描述系統(tǒng)模型；第2節(jié)給出LTE信道模型的概述；第3部分介紹系統(tǒng)的設(shè)計(jì)規(guī)范；第4節(jié)給出SFBC和MRRC的性能分析；最后，得到結(jié)論。

1 系統(tǒng)模型

SFBC[7]是頻率選擇性衰落信道上的無(wú)線通信系統(tǒng)的發(fā)射分集技術(shù)。它基于Alamouti編碼[6]，編碼發(fā)生在頻域，如圖2所示。在SFBC編碼中，通過(guò)具有相位修改的兩個(gè)不同的副載波頻率來(lái)發(fā)送相同的數(shù)據(jù)集，以在符號(hào)間建立不相關(guān)。表1列出了SFBC編碼方案。

圖2 空頻分組編碼

表1 空頻分組編碼

在這個(gè)系統(tǒng)模型中，使用正交頻分復(fù)用（OFDM）[8]。OFDMA的基本優(yōu)點(diǎn)是其相對(duì)于相鄰載波的正交性，能夠通過(guò)多個(gè)載波進(jìn)行傳輸而不會(huì)造成干擾。然而，由于信道時(shí)延擴(kuò)展較大，子載波之間的正交性可能會(huì)丟失，從而導(dǎo)致高干擾[7]。OFDMA在發(fā)射機(jī)處使用逆快速傅里葉變換（IFFT）模塊，其中數(shù)學(xué)IFFT給定：

其中X(K)表示第k個(gè)副載波上的調(diào)制信號(hào)，k表示副載波索引，n表示IFFT的大小，且x(n)是第n個(gè)時(shí)刻要通過(guò)信道傳輸?shù)腛FDM樣本。A(K)是輸入調(diào)制數(shù)據(jù)矢量，這里使用正交幅度調(diào)制（QAM）。SFBC編碼在調(diào)制后應(yīng)用，如表1所示，且所得到的編碼數(shù)據(jù)矢量以表格形式出現(xiàn)：

其中(·)*表示(·)和A1(K)的復(fù)共軛，A2(K)是IFFT之前的數(shù)據(jù)矢量在轉(zhuǎn)換為OFDM符號(hào)之分別通過(guò)天線1和2發(fā)射。關(guān)于A1,e(K)、A1,o(K)、A2,e(K)和A2,o(K)分別是A1(K)和A2(K)的偶數(shù)據(jù)矢量和奇數(shù)據(jù)矢量。

其中：

A1,e(K)和A2,e(K)構(gòu)成整個(gè)數(shù)據(jù)流IFFT之后的數(shù)據(jù)作為OFDM符號(hào)傳輸，其中每個(gè)OFDM符號(hào)附加有3GPP標(biāo)準(zhǔn)中定義的循環(huán)前綴（CP），以避免符號(hào)間干擾（ISI）。選擇CP長(zhǎng)度使其大于信道延遲擴(kuò)展，以避免ISI。接收到的數(shù)據(jù)向量在快速傅立葉變換（FFT）之前給出，為：

其中*表示時(shí)域卷積，參數(shù)a1(n)和a2(n)分別是A1(K)和A2(K)的IFFT，W(n)是噪聲，i(n)是干擾。這種情況下，已經(jīng)考慮了CCI，特別是小區(qū)邊緣用戶。認(rèn)為Λ1(K)和Λ2(K)分別是信道響應(yīng)h1(n)和h2(n)的FFT的對(duì)角矩陣。執(zhí)行FFT后的接收數(shù)據(jù)矢量由文獻(xiàn)[7]給出：

就偶數(shù)和奇數(shù)分量矢量而言，可以被寫為：

其中I(K)和N(K)是噪聲和干擾的FFT。

為了數(shù)學(xué)簡(jiǎn)化，假設(shè)：

假定信道響應(yīng)在接收器處被估計(jì)或已知，則數(shù)據(jù)向量可以解碼為：

假定信道增益在相鄰子載波之間是恒定的，如Λ1,e(K)≈Λ1,o(K)和 Λ2,e(K)≈Λ2,o(K)，把式（12）、式（13）代入式（16）、式（17），結(jié)果為：

數(shù)據(jù)通過(guò)采用最大似然檢測(cè)準(zhǔn)則[9]進(jìn)行解碼，該準(zhǔn)則類似于最優(yōu)雙分支MRRC方案的準(zhǔn)則，解碼數(shù)據(jù)表示為：

這里Z1和Z2分別代表干擾和噪聲分量。干擾對(duì)數(shù)據(jù)解碼的影響取決于干擾信號(hào)的強(qiáng)度以及它在所需信號(hào)范圍內(nèi)的頻率范圍以及信道的延遲擴(kuò)展和多普勒擴(kuò)展。

2 LTE信道模型概述

全球移動(dòng)通信系統(tǒng)（GSM）移動(dòng)無(wú)線系統(tǒng)信道[10]的特點(diǎn)是在歐洲以COST-207名義開(kāi)發(fā)的信道模型（RA、TU、BU和HT），其基于GSM的超高頻段8～10 MHz信道帶寬[11]。它已被擴(kuò)展用于寬帶碼分多址（WCDMA）信道的表征[12]。這些信道模型通過(guò)其功率延遲剖面來(lái)指定室外傳播情景，情景在性質(zhì)上呈指數(shù)衰減（群集）[13]。與相應(yīng)權(quán)重相關(guān)聯(lián)的不同離散延遲抽頭，用于實(shí)現(xiàn)這些功率的延遲分布。

3 設(shè)計(jì)指標(biāo)

所考慮的系統(tǒng)按照文獻(xiàn)[14]中的3GPP建議執(zhí)行。在LTE中，傳輸發(fā)生在幀格式中，其中每幀跨越10 ms，且在LTE中有兩種基本幀結(jié)構(gòu)：類型1，適用于頻分雙工（FDD）；類型2，適用于時(shí)分雙工（TDD）。類型1的幀結(jié)構(gòu)適用于全雙工和半雙工FDD。在類型1幀中存在10個(gè)子幀，且每個(gè)子幀具有1 ms的時(shí)間段。每個(gè)子幀再由2個(gè)時(shí)隙組成，每個(gè)時(shí)隙跨越0.5 ms。因此，在幀結(jié)構(gòu)中共有20個(gè)時(shí)隙。對(duì)于下行鏈路傳輸，采用10個(gè)子幀，并且對(duì)上行鏈路傳輸相同。上行鏈路和下行鏈路傳輸在頻域中分開(kāi)。這兩種類型的幀結(jié)構(gòu)和槽結(jié)構(gòu)可參看文獻(xiàn)[14]。每個(gè)時(shí)隙都容納有特定數(shù)量的OFDM符號(hào)，這取決于所選CP的類型。在這些標(biāo)準(zhǔn)中，OFDM符號(hào)由“1”表示，且子載波由k表示。循環(huán)前綴有兩種類型，一種是普通循環(huán)前綴，另一種是擴(kuò)展循環(huán)前綴[14]。LTE 支持 1.4 MHz、3 MHz、5 MHz、10 MHz、15 MHz和20 MHz等各種帶寬[5]。用戶數(shù)據(jù)通過(guò)物理下行鏈路共享信道（PDSCH）傳輸[14]。在FDD模式[15]中，系統(tǒng)在1 805～1 880 MHz的下行工作范圍內(nèi)工作在III頻段，發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的頻率間隔為95 MHz[15]。頻段III包括所有上述定義的帶寬。按照國(guó)際電信聯(lián)盟（ITU）關(guān)于全球無(wú)線電頻譜利用的無(wú)線電規(guī)則，它在印度用于通信。

4 仿真結(jié)果與分析

在不同參數(shù)和通道條件下，存在CCI情況時(shí)，利用MATLAB軟件對(duì)SFBC和MRRC進(jìn)行性能分析。在這些仿真中，4-QAM的單個(gè)干擾被假定為小區(qū)邊緣用戶在整個(gè)20 MHz帶寬上干擾所需信號(hào)。該系統(tǒng)設(shè)計(jì)用于攜帶140個(gè)OFDM符號(hào)的一個(gè)幀結(jié)構(gòu)。假設(shè)與天線無(wú)關(guān)，在EVA信道模型中共生成77個(gè)抽頭，其中只有9個(gè)是有效抽頭，而在ETU信道模型中共產(chǎn)生154個(gè)抽頭，其中僅有9個(gè)抽頭是有效抽頭。

通過(guò)仿真，與無(wú)干擾環(huán)境中的單個(gè)天線系統(tǒng)（無(wú)分集）進(jìn)行比較，對(duì)分集發(fā)射方案SFBC與接收器分集方案MRRC進(jìn)行性能分析。在無(wú)干擾環(huán)境下的仿真過(guò)程中，信號(hào)與干擾的比值（SIR）被視為信噪比（SNR），且在存在CCI的整個(gè)仿真過(guò)程中，始終保持15 dB的恒定信噪比（SNR）。在所有關(guān)于誤比特率（BER）的仿真中，都進(jìn)行了500個(gè)樣本的實(shí)驗(yàn)。隨著信道的多普勒擴(kuò)展增加，OFDM性能惡化，并導(dǎo)致了高誤碼率[16]。副載波之間的復(fù)信道增益的變化會(huì)降低發(fā)射分集性能。仿真結(jié)果根據(jù)所考慮配置（2×1）和（2×2）中不同多普勒頻率（fD）使用的信道進(jìn)行分類。

圖3～圖6顯示了通過(guò)EVA信道傳輸?shù)?、相?duì)于MRRC（1Tx，2Rx）和MRRC（2Tx，2Rx）的SFBC（2Tx，1Rx）和SFBC（2Tx，2Rx）的BER性能。多普勒頻率分別為5 Hz和70 Hz。對(duì)于fD=5 Hz，圖3中的SIR MRRC（1Tx，2Rx）在SFBC（2 Tx，1 Rx）上的增益為2 dB，但在高SIR時(shí)，SFBC具有10-3的恒定BER，MRRC具有接近10-4的恒定BER。在圖4中，低SIR下，MRRC相對(duì)于SFBC具有3 dB的增益，且在高SIR下，SFBC保持接近10-6的恒定BER，當(dāng)fD=5 Hz時(shí)，MRRC保持接近10-7的恒定BER。圖5中，在低SIR下，fD=70 Hz，MRRC（1Tx，2Rx）在SFBC上具有2 dB的增益；對(duì)于高 SIR，SFBC（2Tx，1Rx）保持 10-2和 10-3的恒定BER，而MRRC保持在10-3以下的恒定BER。圖6中，在低SIR下，MRRC相對(duì)于SFBC具有3 dB的增益，且在高SIR下，SFBC保持10-4的恒定BER，MRRC保持接近10-5的恒定BER。增益變化與發(fā)射分集信號(hào)的功率有關(guān)，與特定頻率的接收機(jī)分集信號(hào)的功率有關(guān)，也與CCI信號(hào)強(qiáng)度有關(guān)。在低SIR時(shí)，兩個(gè)分集系統(tǒng)的工作等效；在高SIR區(qū)域，MRRC表現(xiàn)比SFBC好。如果SFBC編碼符號(hào)的功率與MRRC編碼符號(hào)的功率相同，則SFBC等同于MRRC。雖然這兩個(gè)系統(tǒng)都考慮了相同的多普勒和時(shí)延擴(kuò)展，但是子載波之間的信道增益變化和CCI信號(hào)的強(qiáng)度影響發(fā)射分集的性能。

圖3 SFD（2Tx，1Rx）和MRRC（1Tx，2Rx）在EVA信道上的fD=5 Hz與CCI在15 dB信噪比下的性能比較

圖4 SFD（2Tx，2Rx）和MRRC（2Tx，2Rx）在EVA信道上的fD=5 Hz與CCI在15 dB信噪比下的性能比較

圖5 SFD（2Tx，1Rx）和MRRC（1Tx，2Rx）在EVA信道上的fD=70 Hz與CCI在15 dB信噪比下的性能比較

圖6 SFD（2Tx，2Rx）和MRRC（2Tx，2Rx）在EVA信道上的fD=70 Hz與CCI在15 dB信噪比下的性能比較

本實(shí)驗(yàn)還研究了在ETU信道模型上，相同條件下，在多普勒頻率分別為5 Hz和70 Hz時(shí)，MRRC（2Tx，2Rx）和 MRRC（1Tx，2Rx）、SFBC（2Tx，2Rx） 和 SFBC（2Tx，1Rx） 的BER 性 能分析。結(jié)果表明，在低SIR下的fD=5 Hz，MRRC（1Tx，2Rx）在SFBC（2Tx，1Rx）上具有2 dB的增益。對(duì)于高SIR值，SFBC維持10-3的BER，MRRC保持BER接近10-4。對(duì)于2×2分集順序，MRRC在低SIR時(shí)具有比SFBC高3 dB的增益。對(duì)于高SIR，SFBC保持接近10-5的恒定BER，MRRC具有10-7的恒定BER。對(duì)于存在CCI時(shí)的70 Hz多普勒頻率，MRRC（1Tx，2Rx）在低SIR時(shí)的SFBC（2Tx，1Rx）增益為2 dB，并保持接近10-3的BER。高SIR區(qū)域，SFBC（2Tx，1Rx）維持 10-2的恒定BER。然而，圖6中對(duì)于fD=70 Hz的2×2配置，MRRC在BER為10-2時(shí)比SFBC有3 dB的增益，且在高SIR區(qū)域中MRRC具有接近10-6的恒定BER，而SFBC保持恒定BER為10-4。在ETU信道模型中，由于發(fā)射分集方案容易發(fā)生信道的延遲擴(kuò)展，也由于CCI信號(hào)的強(qiáng)度，所以在CCI和不存在CCI的環(huán)境中，SFBC相對(duì)于MRRC性能差。在MRRC中，通過(guò)多個(gè)信道接收同一信號(hào)，接收信號(hào)的信號(hào)強(qiáng)度將遠(yuǎn)遠(yuǎn)好于SFBC接收信號(hào)的信號(hào)強(qiáng)度，因此性能更好。在ETU一個(gè)時(shí)隙中，延遲擴(kuò)展超過(guò)CP規(guī)定的6個(gè)OFDM符號(hào)有7個(gè)OFDM符號(hào)。大延遲擴(kuò)展導(dǎo)致信號(hào)損失正交性，從而出現(xiàn)ISI，降低系統(tǒng)性能。如果考慮擴(kuò)展的循環(huán)前綴，那么由于無(wú)ISI的環(huán)境，延遲擴(kuò)展的影響可以在系統(tǒng)上最小。

5 結(jié) 語(yǔ)

本文通過(guò)考慮干擾和不干擾來(lái)分析和比較SFBC和MRRC在LTE信道模型（即EVA和ETU）上的性能。MRRC的性能優(yōu)于SFBC，因?yàn)樵贛RRC中兩個(gè)頻率中的信號(hào)傳輸2次，總功率是SFBC信號(hào)的2倍。然而，通過(guò)在接收器處使用多個(gè)天線，與SFBC相比，MRRC技術(shù)的硬件復(fù)雜度增加。在EVA信道模型中，兩種分集方案的性能都較好，因?yàn)闀r(shí)延擴(kuò)展小于ETU信道模型中考慮的循環(huán)前綴符號(hào)數(shù)，MRRC的性能優(yōu)于SFBC。此外，系統(tǒng)的性能隨著多普勒擴(kuò)展的增加而惡化。如果采用擴(kuò)展循環(huán)前綴，則可以減輕ISI，提高系統(tǒng)的性能。