李建雄 ，梁 振 ，郭翠娟 ，王學(xué)靜 ，楊 光

（1.天津工業(yè)大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院，天津 300387；2.天津工業(yè)大學(xué) 天津市光電檢測(cè)技術(shù)與系統(tǒng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，天津 300387）

目前，在現(xiàn)實(shí)生活中微型低功耗設(shè)備和便攜式無線通信設(shè)備的使用越來越頻繁.這些設(shè)備都采用電池供電，然而電池會(huì)占用一定的體積，得定期更換，會(huì)對(duì)環(huán)境造成污染.為此，相關(guān)研究人員也正致力于尋求新的方法來為這些設(shè)備供電[1].現(xiàn)在微電子技術(shù)發(fā)展得越來越快，一些電子設(shè)備的功耗達(dá)到了微瓦量級(jí)，這就使得這些設(shè)備可以收集環(huán)境中的能量來為自身供電[2-3].相比于環(huán)境中的風(fēng)能、振動(dòng)能量、太陽能等能量源，射頻能量不受環(huán)境和時(shí)間因素的限制，可以持續(xù)不斷地免費(fèi)提供能量.ISM頻段是免許可證的工業(yè)、科學(xué)、醫(yī)療頻段，主要包含0.915、2.4和5.8 GHz頻段，在日常生活中被廣泛應(yīng)用.環(huán)境中的ISM頻段、手機(jī)通信基站、無線電廣播等射頻信號(hào)分布廣泛，且功率密度隨著無線通訊設(shè)備的持續(xù)增加還會(huì)不斷提高，這讓射頻能量收集技術(shù)在便攜的低功耗無線傳感器、生物遙測(cè)、RFID標(biāo)簽等領(lǐng)域具有廣闊的應(yīng)用前景.因此，射頻能量收集技術(shù)以綠色環(huán)保、持續(xù)不間斷的方式為低功耗設(shè)備供電也被廣泛地關(guān)注.

在環(huán)境中0.915 GHz和2.4 GHz頻點(diǎn)處，射頻能量的最高功率密度為-15 dBm/m2[4]，分別對(duì)應(yīng)蜂窩網(wǎng)絡(luò)和WLAN.在電磁能量收集系統(tǒng)發(fā)射源選擇方面一般有兩種方案，分別對(duì)應(yīng)環(huán)境中的射頻發(fā)射源和特定的發(fā)射源；在收集功率方面，電磁能量收集系統(tǒng)一般能收集處在微瓦量級(jí)[5]水平的功率，并且系統(tǒng)的入射功率靈敏度一般能夠達(dá)到-20 dBm[6].盡管國內(nèi)外對(duì)能量收集技術(shù)持續(xù)展開研究，但與其他能量收集方式相比（如機(jī)械振動(dòng)、應(yīng)力等），目前研究還是不夠充分，主要體現(xiàn)在天線寬頻化、小型化、寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)和整流電路等方面.

針對(duì)以上問題，本文設(shè)計(jì)了一種由寬頻帶天線和雙頻匹配網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的射頻整流系統(tǒng)，該系統(tǒng)工作在0.915 GHz和2.4 GHz雙頻帶內(nèi)，能夠收集環(huán)境中頻率為0.9～0.915 GHz和2.4～2.45 GHz的射頻信號(hào)能量.在該系統(tǒng)中，寬頻帶共面波導(dǎo)天線相比于工作在半波長(zhǎng)的微帶天線，尺寸縮小了近1/3，有利于天線小型化設(shè)計(jì)；采用的阻抗匹配方法不同于傳統(tǒng)的T型和π型匹配方法，而是將高低特征阻抗的微帶線交替排列，并與集總元件相結(jié)合進(jìn)行阻抗匹配設(shè)計(jì)，這樣可以使系統(tǒng)同時(shí)匹配多個(gè)頻點(diǎn)，收集不同頻帶處的能量，有利于寬帶整流電路的研究.

1 相關(guān)原理介紹

1.1 基本結(jié)構(gòu)

電磁能量收集系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示.該結(jié)構(gòu)由接收天線、阻抗匹配單元、RF/DC整流電路和負(fù)載組成.其中，RF/DC整流電路多采用電壓倍增電路來提高輸出直流電壓值.這種結(jié)構(gòu)具有系統(tǒng)簡(jiǎn)單、成本低并允許相對(duì)獨(dú)立的天線和整流器設(shè)計(jì)等優(yōu)點(diǎn)，并且能夠提高功率靈敏度，適用于低輸入功率的系統(tǒng).

圖1 電磁能量收集基本結(jié)構(gòu)Fig.1 Basic structure of electromagnetic energy collection

1.2 工作原理

1.2.1 入射功率

電磁能量收集過程利用的是電磁波的遠(yuǎn)場(chǎng)傳播原理，接收天線接收空間中發(fā)射天線發(fā)出的電磁輻射能量.電磁波傳播滿足Friis傳播公式[6]：

式中：Pt、Pr分別為發(fā)射的射頻功率和接收到的射頻功率；R為兩天線的間距；Gt、Gr分別為發(fā)射天線的增益和接收天線的增益；λ為波長(zhǎng).由式（1）可知，接收到的射頻信號(hào)功率反比于距離的平方.

1.2.2 系統(tǒng)效率

衡量電磁能量收集系統(tǒng)的一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)是系統(tǒng)效率，如式（2）所示：

式中：Pin為入射功率即圖1中接收天線接收到的RF信號(hào)的功率，也相當(dāng)于式（1）中的接收到的射頻功率Pr；Pdc為輸出功率即圖1中負(fù)載上的功率；RL為負(fù)載電阻即圖1中的負(fù)載；Vo為輸出電壓即圖1中負(fù)載兩端的電壓.

2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

2.1 天線設(shè)計(jì)

在電磁能量收集系統(tǒng)研究方面，接收天線有棒狀天線[7]、單極子天線[8]、偶極子天線[9]、微帶貼片天線[10]等.微帶貼片天線以其容易加工、體積小、造價(jià)低廉等特性多被用作接收天線，然而微帶貼片天線的頻帶較窄，不適用于寬頻能量收集.

相比于傳統(tǒng)的微帶貼片天線，共面波導(dǎo)天線具有以下幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)：制造加工簡(jiǎn)單、更容易與有源或無源器件進(jìn)行串并聯(lián)、頻帶較寬.所以，本文采用如圖2所示的共面波導(dǎo)天線.共面波導(dǎo)主要分為2種結(jié)構(gòu)[11]：背面無金屬底板覆蓋的共面波導(dǎo)和背面有金屬底板覆蓋的共面波導(dǎo).本文采用背面無金屬底板覆蓋的共面波導(dǎo)，共面波導(dǎo)由介質(zhì)基片和三條導(dǎo)帶構(gòu)成，中間是薄的金屬貼片信號(hào)帶；兩側(cè)平行金屬導(dǎo)帶是接地帶.圖2所示兩邊灰色直角梯形部分是2條接地導(dǎo)帶，中間灰色部分是信號(hào)帶.介質(zhì)基片采用環(huán)氧玻璃纖維板（FR-4）材質(zhì)，其介電常數(shù)εr=4.4，損耗角正切值為tan δ=0.02，長(zhǎng)度和寬度分別為L(zhǎng)1和L2，厚度為1.6 mm.在信號(hào)帶中間寬度為1 mm的三叉戟部分為饋電端，采用這種饋電方式可以使貼片電流分布地更加均勻，并且3個(gè)饋電點(diǎn)相互作用可以使輸入阻抗更加穩(wěn)定，進(jìn)而可以使天線的工作帶寬[12]變得更寬.本文設(shè)計(jì)的這款工作在0.8～2.8 GHz的共面波導(dǎo)天線，能夠接收0.915 GHz和2.4 GHz頻點(diǎn)處的射頻能量信號(hào).經(jīng)過使用HFSS軟件對(duì)天線參數(shù)不斷優(yōu)化，得出最佳數(shù)值：L1=140 mm，L2=122 mm，L3=130 mm，L4=37 mm，L5=69 mm，L6=3 mm，L7=67.5 mm，L8=53 mm，L9=3 mm，L10=2 mm，L11=12 mm.

圖2 寬帶共面波導(dǎo)天線Fig.2 Broadband coplanar waveguide antenna

表1所示為是否采用三叉戟方式饋電時(shí)天線的回波損耗性能比較.

表1 不同饋電方式時(shí)的天線回波損耗參數(shù)比較Tab.1 Comparison of antenna return loss parameters with different feeding modes

由表1可知，采用三叉戟結(jié)構(gòu)饋電時(shí)天線在0.915 GHz和2.4 GHz頻點(diǎn)處的回波損耗參數(shù)S11性能有明顯的提高，從而更大限度地將能量傳輸給整流電路部分，進(jìn)而可以提高整個(gè)系統(tǒng)的效率.由圖2可以看出，該天線的長(zhǎng)度L3為130 mm，與工作于半波長(zhǎng)的微帶天線的長(zhǎng)度187.5 mm相比，天線長(zhǎng)度縮小了近60 mm，即縮小了近1/3，有利于天線小型化設(shè)計(jì).天線實(shí)物如圖3所示.

圖3 天線實(shí)物圖Fig.3 Antenna physical map

用網(wǎng)絡(luò)分析儀E5070B對(duì)天線實(shí)物進(jìn)行實(shí)測(cè)，回波損耗參數(shù)S11實(shí)測(cè)值和仿真值結(jié)果如圖4所示.

圖4 共面波導(dǎo)天線S11參數(shù)Fig.4 S11parameters of coplanar waveguide antenna

由圖4可知，在整個(gè)頻帶內(nèi)天線的回波損耗參數(shù)S11實(shí)測(cè)值和仿真值的變化趨勢(shì)相近，都在-10 dB以下，并且在0.915 GHz和2.4 GHz頻點(diǎn)處實(shí)測(cè)值分別達(dá)到了-21 dB和-23 dB，效果很好.

在XOZ面上天線增益輻射方向的仿真圖如圖5所示.由圖5可見，天線在0.915 GHz和2.4 GHz頻點(diǎn)處的增益分別為0.22 dBi和3.8 dBi.

圖5 天線XOZ面輻射方向圖Fig.5 Radiation pattern of antenna XOZ plane

2.2 整流電路設(shè)計(jì)

2.2.1 整流電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

整流電路的作用就是將天線接收到的射頻能量轉(zhuǎn)換成直流電能供負(fù)載使用.整流電路的模型有很多種，而且整流效果也不盡相同，圖6所示為幾種常見的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[13].

圖6 各種能量收集電路拓?fù)銯ig.6 Various energy-harvesting circuit topologies

由圖6可見，圖6中的結(jié)構(gòu)（a）半波整流器只利用了半個(gè)周期的交流信號(hào)能量，而（b）、（c）、（d）、（e）4 種結(jié)構(gòu)是全波整流，使用了整個(gè)周期的交流信號(hào)能量，其中結(jié)構(gòu)（b）是結(jié)構(gòu)（d）的一階結(jié)構(gòu).全波整流的原理[14]如下所述：在圖6所示的結(jié)構(gòu)（b）中射頻（RF）全波峰值電壓信號(hào)（Vin）經(jīng)過整流電路時(shí)（D1和C1組成電壓鉗位電路；D2和C2組成峰值整流器），在入射信號(hào)的負(fù)半周期內(nèi)，電壓為Vin-，當(dāng)D1達(dá)到它的閾值電壓Vth1時(shí)，存儲(chǔ)在電容C1上的電壓為VC1，則有VC1=Vin--Vth1；同理，在正半周期內(nèi)電壓為Vin+，D2的閾值電壓為Vth2，最終有輸出電壓Vo=2Vin-Vth1-Vth2.采用全波整流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以使能量利用地更加充分，在以上（b）、（c）、（d）、（e）4 種全波整流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，有相關(guān)文獻(xiàn)[15]指出Cockcroft-Walton電荷泵結(jié)構(gòu)和Dickson電荷泵結(jié)構(gòu)并無顯著的差別，并且可以采用高階結(jié)構(gòu)獲得更高的輸出直流電壓[16]來滿足實(shí)際中特殊的應(yīng)用場(chǎng)合.然而當(dāng)Cockcroft-Walton電荷泵結(jié)構(gòu)電路的級(jí)數(shù)增加時(shí)，相應(yīng)的輸出阻抗也會(huì)隨之增加，進(jìn)而很難實(shí)現(xiàn)阻抗匹配最大化，影響功率傳輸效率.所以，本文選擇Dickson結(jié)構(gòu)作為整流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu).為了得到較大的直流輸出電壓，需要采用高階結(jié)構(gòu)，但是在相同低的輸出能量等級(jí)下采用的階數(shù)越多，需要通過每個(gè)二極管的能量就會(huì)越多，二極管的總體損耗就變大，導(dǎo)致整流效率下降.因此，本文采用二階Dickson結(jié)構(gòu)作為本次設(shè)計(jì)的整流電路模型.

二極管關(guān)鍵參數(shù)中低結(jié)電容Cj和低串聯(lián)電阻Rs可以使輸入射頻功率降得更低，使轉(zhuǎn)換效率變得更高.表2所示為3種不同型號(hào)的二極管參數(shù).

表2 二極管型號(hào)及基本參數(shù)Tab.2 Model and basic parameters of diode

由表2以及二階Dickson整流電路模型可知，二極管應(yīng)該選擇HSMS2862，它的結(jié)電容Cj和串聯(lián)電阻Rs最小，并且該二極管在0.915 GHz和2.45 GHz頻點(diǎn)處分別有高達(dá)50 mV/μW和35 mV/μW的檢測(cè)靈敏度，非常適合收集該頻段的能量.

2.2.2 阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)

為了使寬帶天線接收到的能量最大限度地傳遞給整流電路，就得使寬帶天線的阻抗與整流電路的阻抗進(jìn)行良好匹配.寬帶天線的阻抗是隨著頻率變化的，因此，在整個(gè)頻帶內(nèi)都匹配到50 Ω不太可能實(shí)現(xiàn).現(xiàn)在寬帶天線的匹配網(wǎng)絡(luò)還沒有統(tǒng)一有效的設(shè)計(jì)方法和完整的理論分析，在寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)方面尚存在較大難度[10].

目前一般的匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)思路是進(jìn)行50 Ω的電路匹配，即天線的阻抗要匹配到50 Ω，整流電路的阻抗也要匹配到50 Ω，這種設(shè)計(jì)適合單一頻點(diǎn)和多個(gè)頻點(diǎn)的匹配.因此，本文采用的寬帶阻抗匹配方法是在主要頻點(diǎn)周圍進(jìn)行良好匹配，并且使在主要頻點(diǎn)周圍的匹配帶寬越寬越好.在此匹配網(wǎng)絡(luò)采用集總元件和分立元件相結(jié)合的方法，這種方法可以有效減少匹配網(wǎng)絡(luò)的尺寸，進(jìn)而可以減少整個(gè)鏈路的能量損耗.

圖7所示為整流電路拓?fù)浜推ヅ渚W(wǎng)絡(luò)的示意圖，其中 1、2、3、4、5 和 C5構(gòu)成匹配網(wǎng)絡(luò)部分；電容 C1、C2、C3、C4和整流二極管 D1、D2、D3、D4構(gòu)成整流部分.

圖7 整個(gè)整流結(jié)構(gòu)示意Fig.7 Schematic diagram of entire rectifier structure

由圖7中的阻抗匹配部分可以看出，該匹配結(jié)構(gòu)采用的是將高低特征阻抗的微帶線交替排列并與集總元件相結(jié)合的設(shè)計(jì)方法，該種方法類似于階躍阻抗低通濾波器的設(shè)計(jì)方法，并且不同于傳統(tǒng)的T型和π型匹配方法，它可以同時(shí)匹配許多個(gè)頻點(diǎn).圖7中1部分為50 Ω微帶線并與特性阻抗為50 Ω的SMA接頭相連，2部分主要用來匹配0.915 GHz頻段，4部分主要用來匹配2.4 GHz頻段，3、5部分和C5主要用來微調(diào).整流部分設(shè)計(jì)地比較對(duì)稱，相比于非對(duì)稱結(jié)構(gòu)，能夠有效降低能量在線路中的損耗，進(jìn)而可以提高整體效率.圖8所示為整流電路實(shí)物圖.

圖8 整流電路實(shí)物Fig.8 Physical diagram of rectifier circuit

將二階整流電路拓?fù)浜推ヅ渚W(wǎng)絡(luò)的版圖連接起來進(jìn)行ADS整體仿真，并進(jìn)行實(shí)物測(cè)試，其回波損耗參數(shù)S11如圖9所示.

圖9 整流電路的回波損耗Fig.9 Return loss of rectifier circuit

由圖9可知，在0.915 GHz頻點(diǎn)處的回波損耗參數(shù)S11仿真值和實(shí)測(cè)值均小于-10 dB，兩者偏差不大，并且在該頻點(diǎn)周圍處的實(shí)測(cè)匹配帶寬達(dá)30 MHz，可以有效覆蓋0.9～0.915 GHz頻段內(nèi)的射頻信號(hào)；在2.4 GHz頻點(diǎn)處的回波損耗參數(shù)S11仿真值和實(shí)測(cè)值均小于-10 dB，此外在2.4 GHz頻點(diǎn)周圍處的S11實(shí)測(cè)匹配帶寬達(dá)100 MHz，可以有效覆蓋2.4～2.45 GHz頻段內(nèi)的射頻信號(hào).由此說明，該寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)良好.

當(dāng)負(fù)載為500 Ω時(shí)，在不同輸入功率條件下對(duì)整流電路進(jìn)行諧波仿真，整流電路的效率仿真和輸出電壓仿真結(jié)果如圖10所示.

圖10 整流電路效率和輸出電壓仿真Fig.10 Rectifier circuit efficiency and output voltage simulation

由圖10可以看出，整流電路的效率不是隨著輸入功率的增大而增大，整流效率在輸入功率為10 dBm時(shí)最高.輸出直流電壓隨著輸入功率的增大而增大.

3 整體測(cè)試與分析

將天線和整流電路連接起來，再接個(gè)500 Ω的負(fù)載進(jìn)行實(shí)測(cè)，圖11為其示意圖.

圖11 整流電路系統(tǒng)實(shí)測(cè)示意Fig.11 Schematic diagram of rectifier circuit system

由圖11可見，該實(shí)測(cè)系統(tǒng)由一個(gè)閱讀器、發(fā)射天線和自己設(shè)計(jì)的雙頻帶整流器系統(tǒng)構(gòu)成.0.915 GHz頻點(diǎn)處的測(cè)試條件為：閱讀器工作在0.915 GHz，輸出功率為20 dBm；發(fā)射天線的增益為5 dBi；測(cè)試距離為50 cm.圖12為整流電路系統(tǒng)的實(shí)測(cè)圖.

圖12 0.915 GHz整流電路系統(tǒng)實(shí)測(cè)圖Fig.12 Measured diagram of rectifier circuit system at 0.915 GHz

由圖12測(cè)試可知，該系統(tǒng)在0.915 GHz頻點(diǎn)處收集到的輸出直流電壓為201 mV.通過改變發(fā)射天線和接收天線之間的距離，測(cè)試輸出直流電壓值，結(jié)果如圖13所示.

圖13 實(shí)測(cè)輸出電壓和發(fā)射接收天線間距的關(guān)系Fig.13 Relation diagram between measured output voltage and transmit receive antenna spacing

接下來對(duì)2.4 GHz頻點(diǎn)進(jìn)行測(cè)試，實(shí)測(cè)圖如圖14所示.測(cè)試條件為：路由器工作在2.4 GHz，發(fā)射功率小于100 mW，該路由器發(fā)射天線增益為3 dBi，將自己設(shè)計(jì)的接收天線和路由器發(fā)射天線平行放置，距離為10 cm.測(cè)試結(jié)果顯示輸出直流電壓穩(wěn)定于約33 mV.

圖14 2.4 GHz整流電路系統(tǒng)實(shí)測(cè)圖Fig.14 Measured diagram of rectifier circuit system at 2.4 GHz

由實(shí)測(cè)結(jié)果可知，此系統(tǒng)對(duì)頻率為0.915 GHz的信號(hào)整流效果較好，對(duì)頻率為2.4 GHz的信號(hào)整流效果相對(duì)較差.這主要是由于二極管HSMS-2862對(duì)0.915 GHz信號(hào)的靈敏度較高，達(dá)到50 mV/uW，而對(duì)2.4 GHz信號(hào)的靈敏度只有35 mV/uW；并且路由器天線增益小且全向輻射，所以傳輸?shù)秸魈炀€上的能量密度低，接收到的能量相對(duì)較少，整流后的直流電壓就相對(duì)較小.

4 結(jié)束語

本文設(shè)計(jì)了一種能夠收集環(huán)境中頻率為0.915GHz和2.4 GHz射頻能量的超寬帶共面波導(dǎo)天線和一種對(duì)稱結(jié)構(gòu)的二階Dickson電荷泵整流電路，并設(shè)計(jì)了能夠同時(shí)匹配2個(gè)頻段的新型阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，最后對(duì)整流器整體進(jìn)行了測(cè)試.結(jié)果顯示，該系統(tǒng)與工作在0.915 GHz、輸出功率為20 dBm的閱讀器相距50 cm時(shí)，可以有效收集到201 mV的直流電能；與工作在2.4 GHz、輸出功率小于100 mW的路由器相距10 cm時(shí)，可以有效收集到33 mV的直流電能.這說明了該雙頻帶整流器系統(tǒng)可以很好地收集環(huán)境ISM頻段（0.915 GHz和2.4 GHz）處的射頻信號(hào)能量，對(duì)于收集環(huán)境中的能量具有很好的參考價(jià)值.