王曉曉 李田澤

摘 要： 光伏并網(wǎng)逆變器的控制方法是實(shí)現(xiàn)光伏系統(tǒng)并網(wǎng)控制的關(guān)鍵。在對(duì)比分析比例諧振控制器的基礎(chǔ)上，提出準(zhǔn)比例諧振積分與無差拍復(fù)合控制相結(jié)合的方法，并應(yīng)用于三相光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中。在兩相靜止坐標(biāo)系下，準(zhǔn)比例諧振控制器（QPR）完成對(duì)基波電流的無靜差跟蹤，基于重復(fù)原理的無差拍控制器（DBC）抑制電網(wǎng)低次諧波的干擾，積分環(huán)節(jié)降低直流分量的影響。在Matlab/Simulink下的仿真結(jié)果表明，該控制方法可以實(shí)現(xiàn)對(duì)基波正弦量的無靜差跟蹤，有效抑制諧波，具有較好的動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能。

關(guān)鍵詞： 光伏并網(wǎng)； 逆變器； 準(zhǔn)比例諧振控制； 無差拍控制； 積分控制； Matlab

中圖分類號(hào)： TN876?34； TM615 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2018）22?0117?05

Abstract： The photovoltaic grid connected inverter control method is the key to realizing grid connected control of the photovoltaic system. On the basis of comparing and analyzing the proportional resonant controller， the method of combining the quasi?proportional resonant integral with deadbeat compound control is proposed and applied to the three?phase photovoltaic grid connected inverter system. In the two?phase stationary coordinate system， the zero static error tracking of the fundamental current is completed by using the quasi?proportional resonant （QPR） controller， the interference of low?order harmonics is suppressed by using the deadbeat controller （DBC） based on the repetition principle， and the influence of the DC component is reduced in the integral link. The Matlab/Simulink simulation results show that the control method can realize zero static error tracking of the fundamental sinusoidal quantity， effectively suppress harmonics， and has good dynamic and steady?state performances.

Keywords： photovoltaic grid connection； inverter； quasi?proportional resonance control； deadbeat control； integral control； Matlab

0 引 言

逆變器作為連接光伏陣列和電網(wǎng)的器件，主要作用是跟蹤光伏陣列的最大功率點(diǎn)和向電網(wǎng)注入正弦波電流[1]。并網(wǎng)逆變器的輸出電壓被電網(wǎng)鉗住，不易控制，因此通常采用電流控制方法。目前使用較多的電流控制方法有PI控制、PR控制、重復(fù)控制、無差拍控制、滑膜控制等[2?4]。關(guān)于逆變器控制方法的研究有很多，文獻(xiàn)[5]提出了基于PI與準(zhǔn)PR聯(lián)合控制的方法，可實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流的無靜差跟蹤；文獻(xiàn)[6]提出了準(zhǔn)比例諧振積分與重復(fù)控制相結(jié)合的方法，能較好地抑制電流諧波；文獻(xiàn)[7]提出一種三相并網(wǎng)逆變器比例復(fù)數(shù)積分電流控制技術(shù)，克服了PI控制的缺點(diǎn)，降低了并網(wǎng)電流的穩(wěn)態(tài)誤差。

諧振控制是在控制器中加入無損諧振環(huán)節(jié)，使該諧振點(diǎn)處的增益趨向無窮大，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)該頻率下交流正弦量的無靜差跟蹤。但它在非諧振頻率附近有狹窄的頻段和過高的增益，使系統(tǒng)對(duì)負(fù)載和電網(wǎng)的波動(dòng)反應(yīng)過于明顯[8]。無差拍控制方法是將正弦輸出波形均分為若干周期，根據(jù)負(fù)載在當(dāng)前采樣周期的電流值，算出在關(guān)于采樣周期中心對(duì)稱的方波脈沖的作用下，下一個(gè)采樣周期的開關(guān)占空比。無差拍控制具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快，跟蹤精度高，總輸出諧波含量少的優(yōu)點(diǎn)。但是抗干擾能力弱，當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生突變時(shí)動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢[9]。

根據(jù)以上結(jié)論，本文提出了準(zhǔn)比例諧振積分與無差拍復(fù)合控制結(jié)合的光伏并網(wǎng)逆變控制策略。

1 三相光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)

1.1 系統(tǒng)電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文三相LCL型光伏并網(wǎng)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。該系統(tǒng)主要由光伏陣列、濾波電容、開關(guān)管、LCL濾波器、電網(wǎng)等組成。LCL濾波器與L，LC結(jié)構(gòu)相比，可以更好地抑制諧波電流，并且采用LCL濾波器的并網(wǎng)逆變器的損耗和尺寸都較小。

1.2 系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型

為了更好地設(shè)計(jì)準(zhǔn)比例諧振控制器，需要對(duì)上述三相光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行數(shù)學(xué)建模。通過KVL和KCL，計(jì)算出abc坐標(biāo)下系統(tǒng)的狀態(tài)空間方程，再通過Clark變換，得到光伏并網(wǎng)逆變器在αβ坐標(biāo)系下的狀態(tài)空間方程。

式中：n=α，β；在αβ坐標(biāo)系下，[i1nt，i2n（t）]分別為逆變器側(cè)和電網(wǎng)側(cè)電流值；[uCnt]為電容電壓值；[unt]為逆變器電壓值；[ugnt]為電網(wǎng)電壓值。由式（1）可以看出，αβ坐標(biāo)下電壓量和電流量是相互獨(dú)立的。由此，得到αβ坐標(biāo)下逆變器數(shù)學(xué)模型如圖2所示。

2 三相光伏并網(wǎng)復(fù)合控制策略

光伏并網(wǎng)逆變器的控制通常采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制方法。電壓外環(huán)通過控制直流母線電壓實(shí)現(xiàn)光伏陣列與逆變器輸出功率平衡；電流內(nèi)環(huán)通過控制并網(wǎng)電流實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)。為了消除逆變器開關(guān)死區(qū)及電網(wǎng)諧波對(duì)并網(wǎng)電流產(chǎn)生的影響，必須采取合適的并網(wǎng)電流控制策略。本文在改進(jìn)傳統(tǒng)PR控制器的基礎(chǔ)上提出基于準(zhǔn)比例諧振積分與無差拍復(fù)合控制相結(jié)合的電流內(nèi)環(huán)控制策略。其主要由三部分組成：

1） 準(zhǔn)比例諧振控制器實(shí)現(xiàn)對(duì)基波電流的無靜差跟蹤；

2） 無差拍控制器抑制電網(wǎng)諧波，增強(qiáng)系統(tǒng)的抗干擾能力；

3） 積分環(huán)節(jié)降低直流分量的影響。

電流控制器的原理如圖3所示。

圖中：[I*dc（s）]為積分環(huán)節(jié)參考值；[I*g（s）]為并網(wǎng)電流參考值；[GINVs=KPWM]為逆變電路的傳遞函數(shù)；KPWM為逆變電路的比例系數(shù)；[GFs=1sL+R] 為濾波器輸出的傳遞函數(shù)。

3 逆變器準(zhǔn)比例諧振積分控制

3.1 準(zhǔn)比例諧振（QPR）控制

由于PR控制器在諧振頻率處頻帶狹窄，文獻(xiàn)[6]采用準(zhǔn)比例諧振（QPR）控制方法，該控制方法不需要坐標(biāo)變換，可實(shí)現(xiàn)正弦信號(hào)的無差控制和低次諧波的補(bǔ)償。準(zhǔn)比例諧振控制器的傳遞函數(shù)為[6]：

3.2 準(zhǔn)比例諧振積分（QPRI）控制

系統(tǒng)在QPR控制器的基礎(chǔ)上加入積分控制器，它的優(yōu)點(diǎn)是在低頻段增益較大，可降低低頻直流諧波；同時(shí)系數(shù)簡(jiǎn)單易調(diào)整，有利于減小穩(wěn)態(tài)誤差[3]。

所以，加入積分環(huán)節(jié)也能抑制低頻直流諧波，QPR控制器在加入積分環(huán)節(jié)前后的波特圖如圖4所示。由圖可看出，加入積分環(huán)節(jié)后，QPR控制器在高低頻段的諧波均得到有效抑制。而在中頻段基波頻率處，系統(tǒng)幅值增益為1，相位誤差接近0，系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能較好。

4 基于重復(fù)原理的無差拍控制

4.1 基于重復(fù)原理的無差拍控制工作原理

系統(tǒng)中非線性負(fù)載的擾動(dòng)具有周期性，僅采用無差拍控制方法無法解決問題。由于兩種方法具有相似性，因此本文綜合了兩者的優(yōu)點(diǎn)。當(dāng)負(fù)載處于穩(wěn)態(tài)時(shí)，負(fù)載諧波電流呈現(xiàn)為周期性，此時(shí)采用重復(fù)控制算法。由于電流值在每個(gè)周期對(duì)應(yīng)時(shí)刻都相等，下一周期某采樣時(shí)刻的電流可以利用上一周期某采樣時(shí)刻的電流值加上補(bǔ)償量來預(yù)測(cè)[10]，電流控制公式為：

式中，[emax]為相鄰兩個(gè)周期在相同時(shí)刻電流變化的誤差。當(dāng)滿足式（10）時(shí)負(fù)載電流處于暫態(tài)，當(dāng)不滿足式（10）時(shí)負(fù)載電流處于穩(wěn)態(tài)[10]。

文獻(xiàn)[11]中對(duì)基于改進(jìn)重復(fù)原理的無差拍控制進(jìn)行仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果表明，該方法保留了無差拍控制和重復(fù)控制的優(yōu)點(diǎn)，動(dòng)態(tài)性能較好。

4.2 穩(wěn)定性分析

要實(shí)現(xiàn)三相光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)穩(wěn)定工作，必須保證基于重復(fù)原理的無差拍控制電流預(yù)測(cè)方法能準(zhǔn)確預(yù)測(cè)輸出電流的值，下面以負(fù)載發(fā)生突變時(shí)的情況來說明外推重復(fù)預(yù)測(cè)方法的準(zhǔn)確性。

5 仿真分析

為了驗(yàn)證所提控制方法的有效性，本文在Matlab/Simulink仿真平臺(tái)上對(duì)提出的控制方法進(jìn)行仿真驗(yàn)證。仿真參數(shù)如下：輸出額定功率為50 kW，經(jīng)過Boost升壓電路后的直流母線輸入電壓為800 V，并網(wǎng)電壓有效值為220 V，頻率為50 Hz。經(jīng)過計(jì)算，LCL濾波器中電感L1為0.55 mH，L2為0.11 mH，電容C為150 μF，電容串聯(lián)電阻RC為0.26 Ω，開關(guān)頻率為10 kHz。為了保持系統(tǒng)的穩(wěn)定，取準(zhǔn)比例諧振控制器的參數(shù)kP=0.05，kR=0.95，ωc=8 rad/s，無差拍控制器中kr=0.5，經(jīng)仿真確定積分控制器參數(shù)kI=50，兩種方法的仿真結(jié)果對(duì)比如圖5所示。

以上兩種方法的并網(wǎng)電流諧波對(duì)比圖如圖6所示。通過仿真對(duì)比可以看出，基于準(zhǔn)PR積分與重復(fù)復(fù)合控制策略下并網(wǎng)電流的波形質(zhì)量得到了很大改善。

6 結(jié) 論

本文提出準(zhǔn)比例諧振積分控制與無差拍復(fù)合控制相結(jié)合的光伏并網(wǎng)逆變控制方法。該方法既保留了比例諧振控制無靜差跟蹤的優(yōu)點(diǎn)，又結(jié)合了無差拍控制和重復(fù)控制能有效降低電網(wǎng)諧波的特點(diǎn)。仿真結(jié)果表明，該復(fù)合控制方法能較好地抑制并網(wǎng)電網(wǎng)諧波，提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能。

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