范 文 張代潤(rùn) 余 炎

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基于Boost+四變壓器串/并聯(lián)LLC級(jí)聯(lián)變換器的研究

范 文 張代潤(rùn) 余 炎

（四川大學(xué)電氣信息學(xué)院，成都 610065）

為滿足直流模塊電源寬電壓輸入、大電流輸出、高功率密度的技術(shù)要求，本文設(shè)計(jì)了一種Boost+四變壓器串/并聯(lián)LLC級(jí)聯(lián)直流變換器。該級(jí)聯(lián)變換器的后級(jí)LLC諧振變換器采用四變壓器串/并聯(lián)結(jié)構(gòu)，不僅減小了單個(gè)變壓器的匝比和電壓電流應(yīng)力，而且具有良好的自然均流特性，極大地提升了電路效率。采用基波分析法推導(dǎo)了后級(jí)LLC諧振變換器的等效模型和增益特性，對(duì)前級(jí)Boost電路參數(shù)和后級(jí)LLC諧振參數(shù)進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)。同時(shí)，針對(duì)激磁電感參數(shù)不一致對(duì)輸出自然均流的影響，也進(jìn)行了理論分析。最后通過(guò)Saber仿真驗(yàn)證了理論的正確性和可行性。

級(jí)聯(lián)變換器；四變壓器；基波分析法；輸出自然均流

隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，高功率密度DC-DC模塊電源的應(yīng)用場(chǎng)合越來(lái)越廣泛，對(duì)模塊電源的電壓等級(jí)、效率、尺寸及重量的要求也越來(lái)越高。加快對(duì)模塊電源的研究，縮小與國(guó)外先進(jìn)水平的差距，對(duì)于我國(guó)現(xiàn)代工業(yè)和國(guó)防等領(lǐng)域的發(fā)展有著重要的意義。

傳統(tǒng)的高功率密度模塊電源電路拓?fù)涠嗖捎谜?、半橋、全橋等變換器結(jié)構(gòu)，工作在硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，因此在高壓、高頻工作條件下?lián)p耗嚴(yán)重，制約了開(kāi)關(guān)頻率及功率密度的進(jìn)一步提高[1]。LLC諧振變換器電磁干擾小，且可以在全范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通（ZVS）和副邊二極管的零電流關(guān)斷（ZCS），在模塊電源中得到了大量的應(yīng)用。但在寬輸入電壓范圍的應(yīng)用場(chǎng)合，電壓增益變化范圍較寬，采用變頻控制的單級(jí)LLC諧振變換器的開(kāi)關(guān)管頻率變化較大，變換器的磁性元器件和濾波器的設(shè)計(jì)優(yōu)化變得相當(dāng)困難。因此，變換器通常采用級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)。

在大功率模塊電源中，通常采用并聯(lián)技術(shù)來(lái)解決功率器件的熱應(yīng)力和電壓電流應(yīng)力過(guò)大的問(wèn)題。但電路參數(shù)較難匹配，很容易導(dǎo)致電流分配不均。為此，文獻(xiàn)[2]采用了加入均流控制環(huán)的方法，這樣既增加了控制的難度，又降低了系統(tǒng)的可靠性。文獻(xiàn)[3]提出利用LLC多個(gè)變壓器輔助繞組依次相連從而實(shí)現(xiàn)均流，但電路變得復(fù)雜且增大了變壓器繞組繞制難度。

此外，在隔離型LLC諧振變換器中，相比于采用單變壓器，多變壓器一次側(cè)串聯(lián)/二次側(cè)并聯(lián)方式若能實(shí)現(xiàn)一次側(cè)串聯(lián)均壓或二次側(cè)并聯(lián)均流，則能夠分散磁心發(fā)熱，減小變壓器的漏感和繞組的等效電阻，便于諧振參數(shù)的優(yōu)化。

為此，本文提出了一種Boost+四變壓器串/并聯(lián)型LLC級(jí)聯(lián)直流變換器。前級(jí)Boost提高功率因數(shù)，實(shí)現(xiàn)輸出穩(wěn)壓。后級(jí)LLC采用四變壓器串/并聯(lián)結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)電氣隔離和變壓器均衡傳輸功率，并降低功率器件的熱應(yīng)力和電壓電流應(yīng)力。

1 主電路拓?fù)涔ぷ髟矸治?/h2>

圖1 Boost和四變壓器串/并聯(lián)LLC級(jí)聯(lián)變換器拓?fù)?/p>

2 Boost+LLC級(jí)聯(lián)變換器設(shè)計(jì)

該級(jí)聯(lián)變換器工作條件如下：直流輸入電壓in=200～375V；直流輸出電壓0=24V；輸出功率0=2kW。

2.1 BOOST變換器設(shè)計(jì)

1）Boost工作模式選取

本文工作場(chǎng)合為大功率場(chǎng)合，電感電流連續(xù)模式（CCM）具有較少的諧波成分和更低的功耗[5]，故本文采用CCM模式。Boost電路的開(kāi)關(guān)管工作頻率設(shè)定為b=100kHz。

2）母線電壓和母線電容的選取

Boost輸入電壓為200～375V，考慮到最小占空比和電解電壓耐壓等級(jí)的限制，母線電壓S設(shè)定為400V。為了確保級(jí)聯(lián)直流變換器能應(yīng)對(duì)可能出現(xiàn)的輸入電能質(zhì)量異常，取保持時(shí)間D=30ms。母線電容in計(jì)算公式為

最低輸入電壓in(min)=200V，帶入式（1）中可以得到母線電容值為1mF。

3）電感量選取

取電感電流的紋波為其峰值的20%，即電流紋波率=0.4，可得

2.2 LLC諧振變換器設(shè)計(jì)

1）LLC基于基波分析法的電路模型

LLC諧振變換器一般工作在諧振頻率r附近，利用基波分析法[6]可以將其諧振網(wǎng)絡(luò)等效為如圖2所示。

4個(gè)變壓器原副邊匝比相等且都為，根據(jù)諧振網(wǎng)絡(luò)輸出的交流電壓和交流電流值可以計(jì)算出折算到原邊的等效電阻為

可得LLC諧振變換器的交流電壓增益為

（4）

LLC諧振變換器的直流增益為

2）變壓器變比的設(shè)計(jì)

當(dāng)諧振網(wǎng)絡(luò)電壓增益=1時(shí)，LLC諧振變換器效率最高，令此時(shí)電壓增益為nom。串聯(lián)諧振頻率點(diǎn)的電壓為設(shè)定額定母線電壓s(nom)=400V，MOSFET開(kāi)關(guān)管頻率為s=300kHz。選取r略大于s[7]，r=1.1、s=330kHz。忽略整流二極管導(dǎo)通壓降，4個(gè)變壓器原副邊匝比為

每個(gè)變壓器的原副邊的匝比為=2.08。

3）諧振網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

Boost電路的輸出電壓設(shè)定為350～420V，諧振網(wǎng)絡(luò)的最大電壓增益為[8]

諧振網(wǎng)絡(luò)的最小電壓增益為

考慮諧振變換器的工作效率，選取諧振因子1.5，作出諧振網(wǎng)絡(luò)增益曲線如圖3所示。

圖3 K=1.5時(shí)，諧振網(wǎng)絡(luò)電壓增益曲線

在滿足諧振網(wǎng)絡(luò)最大增益max的條件下將的取值范圍進(jìn)一步縮小，如圖4所示。從圖4可以看到，取0.35時(shí)，諧振網(wǎng)絡(luò)最大增益max可達(dá)到1.4，滿足電路要求，故取=0.35。

圖4 K=1.5，Q=0.3～0.4時(shí)，諧振網(wǎng)絡(luò)電壓增益曲線

變壓器副邊四路并聯(lián)每一路的等效負(fù)載電阻為

根據(jù)eq、和，可以分別推導(dǎo)出r、r、m的值。

諧振電容r為

諧振電感r，m為

為保證開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)通（ZVS）需滿足[9]：

取s=300kHz，死區(qū)時(shí)間dead為150ns，開(kāi)關(guān)管結(jié)電容oss=150pF，代入式（13），m取值符合要求。

3 變壓器功率均衡分析

LLC諧振變換器4個(gè)變壓器的副邊輸出并聯(lián)，每個(gè)變壓器的原邊都被輸出電壓鉗位，隨著模塊電源中平面變壓器的廣泛應(yīng)用，每個(gè)變壓器匝比不一致的情況可以忽略，因此認(rèn)為4個(gè)變壓器的原邊電壓相等，變壓器能否均衡傳輸功率僅取決于其輸出均流特性。

LLC諧振變換器共用一個(gè)諧振網(wǎng)絡(luò)，不存在諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的不一致，故只需分析激磁電感m參數(shù)差異對(duì)輸出均流特性的影響。為了簡(jiǎn)化分析，以副邊任意兩路為例進(jìn)行比較。用負(fù)載不平衡度[10]來(lái)衡量均流特性，定義不平衡度為

設(shè)激磁電感參數(shù)差異為L(zhǎng)m1=nLm2（即s1=ns2），根據(jù)式（15）可繪制出不同n值下不平衡度隨s2的變化曲線，如圖5所示。

由圖5可知，不平衡度隨2和的增大而增大。由于磁心工藝、制成工藝等存在不一致造成的誤差一般限制在±10%，所以曲線1=0.92較能真實(shí)的反映激磁電感參數(shù)差異對(duì)輸出均流特性造成的影響。輸出額定功率下，負(fù)載eq=15W，而在輕載情況下，負(fù)載不平衡更加嚴(yán)重，因此取20%滿載條件下的eq=75W，得到2的最小值為0.41，代入式（15）計(jì)算得=0.05，即負(fù)載不平衡度只有5%左右，說(shuō)明激磁電感的參數(shù)差異對(duì)均流特性影響較小，電路具有很好的自然均流特性。

4 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證以上對(duì)Boost和四變壓器串/并聯(lián)LLC諧振變換器設(shè)計(jì)的可行性，用Saber軟件搭建了模型仿真。電路主要參數(shù)為r=23nF，r=10mH，m1=m2=m3=m4=15mH，考慮副邊二極管導(dǎo)通壓降，每個(gè)變壓器原副邊匝比=2，前級(jí)Boost電路開(kāi)關(guān)頻率b=100kHz，后級(jí)LLC諧振變換器開(kāi)關(guān)頻率s= 300kHz，額定功率0=2kW。

圖6（a）和圖6（b）分別為級(jí)聯(lián)變換器輸入220V，滿載時(shí)（輸出功率2000W）和輕載時(shí)（輸出功率400W）開(kāi)關(guān)管2驅(qū)動(dòng)電壓gs2、半橋中點(diǎn)電壓HB、諧振網(wǎng)絡(luò)電流ir、激磁電流m1、副邊整流二極管電流D1和D2仿真波形圖。仿真波形表明，級(jí)聯(lián)變換器在全范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了一次側(cè)零電壓開(kāi)通（ZVS）和二次側(cè)零電流關(guān)斷（ZCS）。

圖7是激磁電感參數(shù)不一致時(shí)副邊整流二極管電流D1、D3、D5、D7的波形。激磁電感的仿真參數(shù)為m1=m4=15mH，m2=14mH，m3=16mH。其中，圖7（a）工作在滿載狀態(tài)下（輸出功率2000W），圖7（b）工作在輕載狀態(tài)下（輸出功率400W）。仿真結(jié)果表明，在激磁電感參數(shù)一致的情況下，可實(shí)現(xiàn)輸出完全均流。在激磁電感參數(shù)存在差異時(shí)，滿載狀態(tài)下不平衡度最高為0.002，輕載狀態(tài)下不平衡度最高為0.07，與理論分析基本一致。級(jí)聯(lián)變換器的輸出均流特性受激磁電感參數(shù)差異影響較小，變壓器能夠均衡傳輸功率，具有很好的自然均流特性。

（a）滿載時(shí)gs2、HB、ir、im、D1、D2波形

（b）輕載時(shí)gs2、HB、ir、im1、D1、D2波形

圖6 級(jí)聯(lián)變換器仿真波形

（a）滿載時(shí)D1、D3、D5、D7波形

（b）輕載時(shí)D1、D3、D5、D7波形

圖7 副邊整流二極管仿真波形

5 結(jié)論

針對(duì)直流模塊電源寬電壓輸入、大電流輸出、高功率密度的技術(shù)要求，本文設(shè)計(jì)了一種Boost+四變壓器串/并聯(lián)LLC級(jí)聯(lián)直流變換器，對(duì)級(jí)聯(lián)變換器的電路參數(shù)進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)，并對(duì)變壓器能否均衡傳輸功率進(jìn)行了詳細(xì)分析。仿真結(jié)果表明，該級(jí)聯(lián)變換器工作在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)下，即使激磁電感參數(shù)存在差異的條件下，仍具有較好的自然均流效果，且受益于電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，功率器件的熱應(yīng)力和電壓電流應(yīng)力被減小，在大功率場(chǎng)合具有較好的實(shí)踐價(jià)值和應(yīng)用前景。

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Research on cascaded converter based on boost and four transformer series/parallel LLC

Fan Wen Zhang Dairun Yu Yan

(School of Electrical Engineering and Information, Sichuan University, Chengdu 610065)

A two-stage DC/DC topology which consists of Boost and a new four transformer primary series secondary paralleled LLC resonant converter is designed. The topology is designed to meet the demand of DC power converters with wide-range input, high-current output and high power density. The four transformer primary series secondary paralleled are used in the second stage LLC, the turn ratio, the stress of voltage and current of single transformer are all decreased. Moreover, this circuit have a good current sharing characteristic and high efficiency. The equivalent model and the gain characteristic of the secondary LLC resonant converter are derived from the fundamental harmonic approximation, and the parameter of Boost and LLC are optimized. Simultaneously, the output current sharing is analyzed even with mismatched parameter. Finally, the correctness and feasibility of the theory are validated by Saber simulation results.

cascaded converter; four transformer; fundamental harmonic approximation; automatic sharing of currents

2018-05-14

范 文（1988-），男，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娔苜|(zhì)量控制和開(kāi)關(guān)電源。