(南京電子器件研究所,江蘇南京 210016)

作為通信系統(tǒng)傳輸單元中的重要組成部分,射頻功率放大器是最耗能的器件之一。因此,設(shè)計(jì)高效率功率放大器一直是功放設(shè)計(jì)中的一個(gè)熱門話題。參考目前國內(nèi)外已報(bào)道的關(guān)于高效率功率放大器的文章,比較常見的高效率功率放大器主要可以分為E類、F類、逆F類和飽和功率放大器[1-4]。

考慮到本次設(shè)計(jì)功放所需頻帶(3.1～3.4 GHz)、 所用管殼尺寸(12.8 mm×14.5 mm)以及高效率的要求,最終選擇飽和功率放大器。因?yàn)镚aN材料作為第三代半導(dǎo)體的典型代表,具有如禁帶寬度寬、擊穿場強(qiáng)高、熱傳導(dǎo)率高和功率密度高等很多優(yōu)異的特性,所以本文選用0.5 μm工藝氮化鎵高遷移率晶體管(GaN HEMT)管芯,之后利用一個(gè)較小的電感和較大的電容使得輸入輸出端的二次諧波短接到地,再通過一級低通L-C匹配網(wǎng)絡(luò)將阻抗匹配到50 Ω的內(nèi)匹配設(shè)計(jì)方案,從而完成S波段GaN高效率功率放大器的設(shè)計(jì)。

表1為本次設(shè)計(jì)功放實(shí)物的性能及其與近期文獻(xiàn)發(fā)表的GaN高效率功放的性能對比。

表1 S波段GaN HEMT高效率功放性能對比Tab.1 Performance comparison of GaN HEMT S-band high-efficient PA

1 功放的設(shè)計(jì)

1.1 GaN管芯的選取

首先要選擇一款適當(dāng)?shù)墓苄?。在S波段48 V漏壓下,GaN管芯輸出功率密度為7 W/mm,40 W輸出功率至少需要6 mm柵寬的管芯?？紤]到實(shí)際電路中存在的損耗情況,所選管芯需要保證一定的功率余量,最終選用7.2 mm柵寬的GaN管芯,7.2 mm柵寬GaN管芯俯視圖如圖1。

圖1 7.2 mm GaN管芯俯視圖Fig.1 Top view of a 7.2 mm gate with GaN HEMT chip

1.2 GaN管芯的輸出阻抗模型

由于GaN管芯功率密度高,熱效應(yīng)會對管芯輸出阻抗模型產(chǎn)生明顯影響?？紤]到這一因素,目前GaN管芯的輸出阻抗模型主要使用load-pull進(jìn)行提取。通過load-pull提取出的GaN HEMT管芯的等效輸出電阻和等效輸出電容分別近似為90 Ω·mm和0.4×10-12F/mm,簡化的GaN HEMT輸出阻抗等效模型如圖2所示。

圖2 簡化的GaN HEMT等效輸出阻抗模型Fig.2 Simplified equivalent circuit for GaN HEMT

1.3 二次諧波匹配電路的實(shí)現(xiàn)

高效率的功率放大器可分為如圖3所示兩部分組成。一部分使二次諧波短接到地,一部分匹配電路在保證低Q值的情況下,將基波阻抗匹配到50 Ω?？紤]這兩部分電路的作用,在工作頻帶內(nèi)同時(shí)對基波和二次諧波進(jìn)行匹配是可行的。

圖3 帶有諧波控制的匹配電路Fig.3 The matching circuit with the second harmonic control circuit

隨著頻率升高,電容對匹配電路的影響會更加明顯。在二次諧波條件下的電容將是在基波條件下的2倍,當(dāng)二次諧波在帶內(nèi)短接到地時(shí),基波阻抗在經(jīng)過電容后將會提高。因此,為了使二次諧波在工作頻段內(nèi)短接到地,第①級低通LC匹配電路選用的電感L1需要盡可能小,同時(shí)使用大尺寸的電容C1。接著通過第②級低通LC匹配電路,將基波阻抗匹配到50 Ω。

1.4 匹配電路的設(shè)計(jì)與仿真

為了追求最大的器件功率輸出,在單級放大器中,輸入匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)以最大增益為主要目的,輸出匹配網(wǎng)絡(luò)則追求最佳功率匹配,實(shí)現(xiàn)最大增益和輸出功率[9]。

選用Agilent公司開發(fā)的ADS軟件對功率放大器的匹配電路進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)。輸出阻抗匹配電路示意圖如圖4所示。首先通過到地電感L3通過80 pF電容C3實(shí)現(xiàn)到地連接,將其轉(zhuǎn)化為實(shí)阻抗,通過感值較小的L1和容值較大的C1使二次諧波在輸出端短接到地,然后通過L2,C2在保證較低Q值的情況下,將輸出阻抗匹配到50 Ω。仿真結(jié)果如圖5所示。

圖4 GaN HEMT輸出阻抗匹配電路示意圖Fig.4 Schematic of GaN HEMT output matching circuit

圖5 輸出阻抗匹配電路S21參數(shù)曲線Fig.5 S21of the output matching circuit

圖6 GaN HEMT輸入源阻抗示意圖Fig.6 Schematic of GaN HEMT input source resistance

通過將南京電子器件研究所提供的1.2 mm柵寬GaN HEMT的S參數(shù)包關(guān)聯(lián)合成所需的7.2 mm柵寬GaN HEMT管芯的S參數(shù)包。將其與設(shè)計(jì)好的輸出阻抗匹配電路相連,形成設(shè)計(jì)輸入匹配阻抗電路所需的源阻抗,如圖6所示。

與輸出匹配電路類似,輸入阻抗匹配電路先通過一個(gè)感值較小的L5和容值較大的電容C5使二次諧波短接到地,然后通過一級低通LC匹配電路(L4,C4)匹配到50 Ω,并采用并聯(lián)電阻的方式保證電路工作的穩(wěn)定性,電阻通過80 pF電容實(shí)現(xiàn)到地連接。完整的匹配電路如圖7所示。

2 功放的測試

實(shí)際功放電路的制作選用相對介電常數(shù)9.9,厚度為380 μm的陶瓷基片和相對介電常數(shù)85,厚度為180 μm的陶瓷電容,陶瓷基片和陶瓷電容鍍金層厚度均為10 μm。實(shí)物圖如圖8所示。

圖7 GaN HEMT輸入輸出匹配電路示意圖Fig.7 Schematic of GaN HEMT chip matching circuit

在漏壓48 V,輸入功率25 dBm的條件下,對功放管進(jìn)行小信號增益測試,實(shí)際測試系統(tǒng)如圖9所示。圖10為實(shí)際測試結(jié)果和仿真結(jié)果的對照,其中S21(A)為實(shí)測增益曲線,S21(S)為仿真增益曲線。在3.1～3.4 GHz頻帶范圍內(nèi),實(shí)測增益曲線和仿真增益曲線基本一致,但實(shí)際增益較仿真結(jié)果略微偏低,且平坦度較差。

造成以上結(jié)果的原因主要有:(1)仿真使用理想元器件,實(shí)際測試中所使用的陶瓷基片和陶瓷電容會帶入一定寄生參數(shù),造成損耗和偏差;(2)在所測頻帶中,金絲對增益影響明顯,實(shí)際制作中金絲長度不易控制,和仿真有所偏差;(3)實(shí)際測試中,偏置電路也會對功放性能產(chǎn)生一定影響。綜上,實(shí)際測試結(jié)果和仿真結(jié)果一致性較好。

圖8 功放電路實(shí)物圖Fig.8 Photograph of the PA

圖9 功放的測試系統(tǒng)Fig.9 Test system for measuring output power andηd of the proposed PA

在漏壓48 V,靜態(tài)漏極電流0 A,輸入功率36.3 dBm(周期1 ms,占空比10%)的條件下,對功放管進(jìn)行飽和增益測試。圖11為功放在各頻點(diǎn)的飽和輸出功率和附加效率。在3.1～3.4 GHz頻帶內(nèi),輸出功率大于46.8 dBm(48.3 W),最大輸出功率為 47.4 dBm(55.34 W),漏極效率大于63.8%,最大漏極效率達(dá)到73.9%。

圖10 小信號增益仿真和測試結(jié)果Fig.10 Simulation and test results of theS21

圖11 輸出功率、漏極效率與頻率相應(yīng)特性Fig.11 Output power,drain efficiency vs frequency

3 結(jié)論

本文通過使用一個(gè)較小的電感和較大的電容組成一個(gè)簡單的低通L-C電路,在功率放大器的輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)中引入一個(gè)諧波控制電路,提高了功放的效率。該方法使得電路的基波阻抗匹配和二次諧波阻抗匹配可以同時(shí)進(jìn)行,簡單易行且利于功放的小型化。測試結(jié)果表明,該方法設(shè)計(jì)的功率放大器能獲得較好的效率,但本次設(shè)計(jì)的功放功率平坦度較差,工作頻帶內(nèi)每個(gè)頻點(diǎn)的漏極效率也有較大差距,這可能是由于諧波控制電路在每個(gè)頻點(diǎn)的性能差異導(dǎo)致,具體情況需進(jìn)一步研究、驗(yàn)證。