劉劍彬，李優(yōu)新，吳 鵬，周映虹

（廣東工業(yè)大學 信息工程學院，廣東 廣州 510006）

0 引 言

在許多電源應用系統(tǒng)中，功率變換器需要在寬輸入電壓和寬輸出電壓范圍內(nèi)工作。比如，在通信電源系統(tǒng)中，輸入一般為90～264 V AC，而其輸出為42～58 V DC；在電動汽車充電系統(tǒng)中，輸出電壓需要在200～700 V大范圍變化。變換器在寬輸入和寬輸出電壓條件下比在窄輸入電壓和窄輸出電壓范圍下的效率低，所以傳統(tǒng)上輸入電壓/輸出電壓的可變范圍和轉換效率之間必須折衷考慮[1-2]。

為解決上述問題，文獻[3-7]提出了多種在傳統(tǒng)變換器基礎上通過多級變換來提高寬輸入電壓和寬輸出電壓變換器的整機效率方法，但缺點是大大增加了電路的復雜性和成本。文獻[8-9]提出了一種適用于寬輸入電壓和寬輸出電壓的LLC變換器的方法，思路為加大變換器的增益范圍，縮小需要優(yōu)化的范圍，在低輸入電壓范圍內(nèi)采用全橋，在高輸入電壓范圍時切換成半橋，缺點是拓撲轉換時會有較大的尖峰電壓。文獻[10]闡述了一種拓撲轉換過程中通過短暫停止變換器后再重新軟啟的辦法，會導致輸出電壓嚴重突變，盡管可以通過增加輸出濾波電容來減小尖峰電壓，但效果不明顯。

本文在傳統(tǒng)方法解決輸出電壓跳變的基礎上，提出了一種適用于寬輸入和寬輸出電壓范圍條件下的LLC變換器控制策略。該控制策略的基本思路：LLC變換器通過同時改變占空比和頻率，解決全橋與半橋切換帶來的輸出電壓尖峰問題，并設計了一臺輸入100～400 V、輸出24～48 V/800 W的實驗樣機，驗證了該控制策略的有效性。

1 全橋LLC諧振變換器結構與工作原理

全橋LLC諧振變換器拓撲結構如圖1所示，其中Q1～Q4為主功率開關管，D1～D4、C1～C4分別為開關管的體二極管與寄生電容，DR1～DR2為輸出整流二極管，Cf為濾波電容。諧振電感Lr、諧振電容Cr和勵磁電感Lm組成LLC諧振變換器的諧振網(wǎng)絡。

圖1 全橋LLC諧振變換器結構

LLC諧振變換器電路有兩個諧振頻率，一個是諧振電感Lr和諧振電容Cr的諧振頻率fr，另一個是Lm、Lr和Cr形成的諧振頻率fm，有：

選取不同的全橋LLC諧振變換器開關頻率f，則有三種工作模式，即fm＜f＜fr、f = fr及f＞fr。這里只列出fm＜f＜fr模式下的三個階段的工作原理并闡述，其他階段原理類似。

階段1（t0～t1）的工作過程如圖2（a）所示。當t0=t1時，Q1、Q3實現(xiàn)ZVS開通，變壓器原邊為正向電壓，整流二極管DRl導通，DR2截止。此時，勵磁電感不參與諧振，勵磁電流im和諧振電流ir呈上升趨勢，且兩者之間差值為DRl上的電流，副邊電壓通過輸出整流二極管DR1向負載傳輸能量。

階段2（t1～t2）的工程過程如圖2（b）所示。在t1=t2時刻，諧振電流ir與勵磁電流im相等，整流二極管DRl零電流關斷，輸出側與諧振回路完全脫離，勵磁電感Lm參與諧振。此時，諧振電流ir繼續(xù)對諧振電容Cr充電。

階段3（t2～t3）的工作過程如圖2（c）所示。在t=t2時刻，開關管Q1、Q3關斷，諧振電流ir對Q1、Q3的結電容充電，給Q2、Q4的結電容放電。在t=t3時刻，開關管Q1、Q3兩端電壓Vds1、Vds3上升到輸入電壓 Vin，Q2、Q4兩端電壓 Vds2、Vds4下降到 0，為 Q2、Q4的ZVS開通準備了條件。

圖2 LLC諧振變換器工作原理示意圖

2 LLC變換器的特性與局限性

由諧振電感Lr、諧振電容Cr和勵磁電感Lm組成LLC諧振網(wǎng)絡，通過簡單推導可得其諧振電路的品質(zhì)因素Q和電感歸一化量K的表達式為：

其中RL為實際負載。

輸出電壓與工作頻率f之間的關系表達式為：

于是，得出變換器直流增益G的表達式為：

當諧振網(wǎng)絡中的參數(shù)Lm、Lr、Cr一定時，此時電感歸一化量K已經(jīng)確定，唯一不確定的是品質(zhì)因素Q隨實際負載變化而變化。文獻[9-10]指出，全橋結構適用的工況為重載或輸入電壓低，而半橋結構則適用在輕載、空載或輸入電壓高的情況。在實際應用中，全橋的輸入電壓為半橋的2倍。由式（6）可知，在相同的工況下，全橋的增益為半橋的2倍。

當電感歸一化量K固定時，LLC諧振變換器的直流增益隨品質(zhì)因素Q的變化而變化，如圖3所示。品質(zhì)因素Q的大小直接影響變換器直流增益的最大值。當諧振頻率fr一定時，品質(zhì)因素越小，LLC諧振變換器的直流最大增益越大，輸入輸出電壓范圍越寬。隨著f / fr的增加，變換器的增益會減小。由式（6）可知，高輸入低輸出對應的是較低的增益，而低輸入高輸出對應的是較高的增益。由文獻[10]可知，當全橋運行在高輸入低輸入范圍內(nèi)時效率不高，同樣半橋運行在低輸入高輸出范圍內(nèi)時效率也不高。文獻[11]中采用的切換方式不足以解決輸出電壓尖峰的問題，因此本文提出了一種新的全橋與半橋切換方法。

圖3 K值固定時，不同Q值時工作頻率與直流增益的關系圖

3 一種改進的寬輸入寬輸出的LLC諧振變換器控制策略

本文提出一種改進的控制策略，電路結構與全橋LLC諧振變換器相同，如圖1所示。但是，在切換過程中，開關管控制方式與傳統(tǒng)控制模式的控制策略不同。系統(tǒng)根據(jù)輸入電壓與輸出電壓的不同情況，采用全橋、半橋相互切換的策略。其中，開關時序圖如圖4所示。全橋工作時，所有開關管都可以變頻并工作在50%的占空比下。轉換過程中，Q1和Q2繼續(xù)工作在可變開關頻率和50%占空比下，而開關管Q3和Q4開始占空比調(diào)制。Q3占空比從開始的50%上升到100%，而開關管Q4的占空比從開始的50%下降到0%。當Q3占空比增加10%時，Q4也相應減少10%，以此類推，直到Q3的占空比增加到100%，而Q4的占空比下降到0%時，切換結束。

圖4 全橋與半橋相互切換時開關管開關時序示意圖

為了闡述其工作原理，本文將切換過程中的一種典型情況（占空比DQ3=0.75）列出模態(tài)圖。由于篇幅原因，這里只分析模態(tài)1、4、5和8的工作過程，其他模態(tài)原理類似。

模態(tài)1（t0～t1）的工作過程如圖5（a）所示。在t=t0時刻前，諧振電流和勵磁電流皆為負，且流過開關管Q2和Q4，副邊電流is=io=n(ir-im)，副邊電流流過DR2。在t=t0時刻，諧振電流ir比勵磁電流im小，整流二極管DR1零電流關斷，DR2導通，勵磁電感Lm兩端的電壓被輸出電壓Vo的鉗位，Lm沒有參與到諧振中。這段時間的諧振電流ir將減小，且在t=t0時刻下降到最小值。

模態(tài)4（t3=t4）的工作過程如圖5（b）所示。在t=t3時刻，開關管Q2實現(xiàn)ZVS開通，Q1關斷，輸入電壓通過Lr，Cr諧振環(huán)節(jié)向負載傳輸能量。此過程中，整流二極管DR1仍然導通，勵磁電流im繼續(xù)呈線性上升，諧振電流ir流經(jīng)Q1、Q3且以正弦的形式逐漸減小。在t=t4時刻，諧振電流ir與達到勵磁電流im相等，勵磁電流參與諧振。

模態(tài)5（t4=t5）的工作過程如圖5（c）所示，此時DR2關斷。在t=t4時刻，諧振電流減小，勵磁電流增大且在t5時刻達到相等，即在t=t5時刻副邊電流為0。如果對于給定設計，變壓器副邊電壓的絕對值大于Vo即VS＞Vo，VS可以表示為|VS|=|LMVin/[n(LM+LR)]|。當VS＜Vo時，輸出電壓如圖6所示，若主電流大于副邊輸出電流的變換趨勢，副邊電流流過DR2，DR2在t4～t5期間零電流導通。

模態(tài)8（t7～t8）的工作過程如圖5（d）所示，開關管Q3關斷，整流二極管DR2繼續(xù)導通。從t=t7時刻開始，諧振電流達到最低值，勵磁電流繼續(xù)減小，當t=t8時，諧振電流和勵磁電流相等，勵磁電感參與到諧振中。在t=t5時刻，副邊電壓小于輸出電壓Vo，副邊電流將保持為0，直至在t6時刻開關管Q3關斷，Q4開通。因此，在這種情況下，在t5～t6中整流電壓VDR1為0.5 V，如圖6所示。

圖5 占空比為0.75時，全橋與半橋相互切換的模態(tài)示意圖

圖6 占空比75%時，主要波形示意圖

為了解決切換過程中輸出電壓尖峰問題，本文提出了一種動態(tài)調(diào)節(jié)輸出電壓的方法。具體思路：ADC采樣輸出電壓，得到電壓與基準電壓進行比較，得出差值送至誤差放大器進行運算，通過控制芯片處理得出PWM值，從而控制開關管的開關時序達到控制輸出電壓的目的，直到輸出電壓穩(wěn)定。輸出電壓動態(tài)調(diào)節(jié)流程如圖7所示。

圖7 輸出電壓動態(tài)調(diào)節(jié)流程圖

4 實驗與分析

本文以TMS320F28035為控制核心搭建一臺實驗樣機，主電路參數(shù)設計如下：Lr=12 μH，Cr=200 nF，Lm=71 μH，Np=25匝，Ns=3匝，fr=105 kHz。在滿載情況下，不同占空比對應的波形如圖8所示，包括柵源級電壓VGS、漏源極電壓VDS、諧振電流iL和輸出電壓Vo的波形。輸出電壓Vo為24 V/48 V，通過調(diào)頻可以控制輸出電壓。由圖8可以看出，由于占空比的變化導致諧振電流變化明顯，輸出電壓通過調(diào)節(jié)頻率可穩(wěn)定在24 V/48 V。在圖9中可以看出，這種控制策略可以使拓撲結構平滑切換且輸出瞬態(tài)電壓維持在較小范圍，輸出電壓紋波率為1.79%。

輸入電壓與效率曲線關系如圖10所示，其中兩條曲線分別為全橋運行和半橋運行期間不同輸入電壓與不同頻率對應的效率曲線?？梢钥闯?，當輸入電壓較低或輸出電壓較高時采用全橋，而輸入電壓較高或輸出電壓較低時采用半橋。全橋運行時輸出電壓為48 V，半橋時為24 V，切換過程中輸出電壓從48 V慢慢下降到24 V，同樣也可以根據(jù)輸出電壓確定運行的拓撲結構。兩線相交于輸入電壓240 V，該點電壓是根據(jù)兩種拓撲獨立運行的情況下測量效率折衷考慮確定的，其中小于240 V應以全橋拓撲運行，相反則以半橋拓撲運行，以達到一個最好的優(yōu)化均衡，且運用這種控制方式可以使輸出瞬態(tài)電壓很小。

5 結 論

圖8 變換器切換時不同占空比的波形示意圖

圖9 變換器切換時波形變化示意圖

圖10 不同輸入電壓時的效率圖

綜上所述，本文提出的LLC變換器控制策略在寬輸入和寬輸出條件下，變換器通過同時改變頻率和占空比動態(tài)調(diào)節(jié)輸出電壓，解決了輸出電壓尖峰的問題，效率可達到95%且輸出紋波率小，證明了該控制策略的可行性與有效性。