付勝偉，張 磊，馬潤波，陳新偉

(山西大學 物理電子工程學院，山西 太原 030006)

0 引 言

如今微波通信技術(shù)正飛速發(fā)展，無線通信技術(shù)已經(jīng)經(jīng)歷了歷史性變革，通信系統(tǒng)的發(fā)展方向一直是小型化、集成化、多功能化.在微波射頻前端，濾波器是不可或缺的器件，天線是無線信號收發(fā)的重要器件，將這兩個尺寸較大的射頻前端無源器件集成設(shè)計在一起使其同時具備輻射和濾波特性就顯得尤為重要.

關(guān)于濾波器與天線集成設(shè)計為一個模塊的文獻已經(jīng)越來越多[1-7].一種濾波天線的設(shè)計方法是將天線與濾波器直接級聯(lián)實現(xiàn)濾波天線[1-2]，這種方法雖然簡單但是很難實現(xiàn)小型化并且增大了電路損耗；另一種設(shè)計方法是從濾波器的綜合理論出發(fā)，通過將天線作為濾波器的最后一階諧振器，綜合利用濾波器的諸多結(jié)構(gòu)(缺陷地結(jié)構(gòu)、SIR諧振器、交叉耦合等)使得天線同時具有濾波和輻射的特性[3-5].文獻[3]中，方形輻射貼片被使用作為濾波器的最后一階諧振器，利用差分結(jié)構(gòu)最終實現(xiàn)了具有共模抑制特性的濾波天線，但是增益響應(yīng)帶邊不存在零點，選擇性不高；文獻[4]中介紹的天線利用多層結(jié)構(gòu)實現(xiàn)源到諧振器和負載到諧振器的不同耦合路徑在通帶邊緣產(chǎn)生輻射零點，最終實現(xiàn)高選擇性的濾波天線，但是由于利用3層介質(zhì)基片且3階諧振器實現(xiàn)兩個傳輸零點，而且還應(yīng)用了半波長諧振器，這樣使得天線結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜；文獻[5]是利用一分二的功分器，將兩路輸出端口通過地面的H型槽與頂層兩個矩形貼片進行耦合，進而實現(xiàn)濾波天線的目的，但功分器結(jié)構(gòu)過于復(fù)雜，而且增益響應(yīng)只有高頻帶邊產(chǎn)生了輻射零點，選擇性有待進一步提高.還有一種設(shè)計方法是通過改變天線輻射結(jié)構(gòu)的輻射特性從而引入濾波特性[6-7].文獻[6-7]中通過在貼片上開槽和引入探針等方式改變輻射體的輻射特性，使天線具有濾波的特性，這種方法沒有前述兩種方法特定的理論，屬于陷波天線.

本文設(shè)計了一款具有高選擇性的濾波天線.首先根據(jù)濾波器的經(jīng)典設(shè)計理論，設(shè)計了一個基于1/4波長微帶線的二階帶通濾波器，為了將天線和濾波器集成在一起，用矩形貼片替代濾波器的最后一階諧振器，將濾波器的第一階諧振器和矩形貼片蝕刻在兩層介質(zhì)的正反面，并且兩層介質(zhì)共用同一接地板，在接地板上引入兩個縫隙，一個縫隙實現(xiàn)濾波器諧振器和貼片之間的耦合，另外一個縫隙實現(xiàn)饋源和貼片之間的耦合，由于引入交叉耦合路徑使得天線增益帶邊產(chǎn)生了輻射零點，極大地提高了天線的帶邊選擇性.

1 基于J/K變換器的帶通濾波器設(shè)計

在設(shè)計濾波天線之前，首先設(shè)計一個中心頻率在2.4 GHz，相對帶寬6%，帶外衰減大于20 dB 的帶通濾波器.由于λ/4諧振器和λ/2諧振器相比較，尺寸可以減小一半，而且λ/4諧振器僅在基頻的奇數(shù)倍頻處產(chǎn)生高次諧波，所以采用λ/4諧振器構(gòu)成濾波器可以有效地減小尺寸和擴展阻帶帶寬.另外，用1/4波長平行耦合線實現(xiàn)J變換器.用一段短路枝節(jié)來實現(xiàn)K變換器.為了進一步減小尺寸，本文采用混合的J/K變換器實現(xiàn)諧振器之間的耦合.根據(jù)濾波器的綜合設(shè)計方法[8]，選擇通帶波紋LAr=0.043 21 dB的二階切比雪夫型低通模型，可以得到低通原型的值為g1=0.664 8，g2=0.544 5，g3=1.221 0.

圖1所示為本文所提出的J/K變換器的二階帶通濾波器網(wǎng)絡(luò)，采用K變換器實現(xiàn)饋源與諧振器之間的連接，則1/4波長線諧振器直接作為輸入端口的饋線，Zr=50 Ω.并且可以由公式提取短路枝節(jié)K變換器的大小和耦合線所表征的J變換器的大小[9]，通過電磁仿真軟件HFSS進行模擬仿真，調(diào)整平行耦合線的耦合距離S以及調(diào)整短路探針的位置，可以仿真得到與計算相等的數(shù)據(jù).本文選用FR4介質(zhì)基板，介電常數(shù)εr=4.4,損耗角正切tanδ=0.02，介質(zhì)板厚度為0.8 mm，其他部分的參數(shù)如表1所示.圖2所示為濾波器的基本結(jié)構(gòu)模型.濾波器仿真S參數(shù)如圖3所示，由于使用1/4波長諧振器濾波器有更寬的阻帶帶寬，通帶范圍從2.34～2.49 GHz，相對帶寬6%，與最初設(shè)定標準基本相近.

圖1 二階帶通濾波器的J/K變換器等效電路圖

圖2 濾波器的結(jié)構(gòu)圖

圖3 濾波器的S參數(shù)曲線

表1 濾波器結(jié)構(gòu)的尺寸參數(shù)

2 濾波天線的設(shè)計

為了將濾波器和天線集成在一起，將上一節(jié)所設(shè)計的濾波器的末級用一個具有輻射功能的矩形貼片天線代替，設(shè)計出具有濾波和輻射功能為一體的濾波天線，并且為了改善濾波天線的選擇性，對濾波器的結(jié)構(gòu)進行了改變.改變后的結(jié)構(gòu)如圖4所示.圖4(a)是天線的側(cè)視圖，可以看出濾波天線由2層介質(zhì)基板和3層金屬層堆疊而成，2層介質(zhì)均采用厚度為0.8 mm的FR4介質(zhì)基板.圖4(b)最頂層的金屬層是一個長寬分別為Wp和Lp的矩形輻射貼片，替換了二階帶通濾波器的最后一階諧振器.圖4(c)的中間金屬層是開有兩個縫隙槽的公共接地板，兩個縫隙槽均采用H型結(jié)構(gòu)，較長的縫隙槽實現(xiàn)饋線到矩形貼片的耦合，較短的縫隙槽實現(xiàn)濾波器的諧振器和矩形貼片的耦合，代替了濾波器中平行耦合線間的耦合.值得一提的是與傳統(tǒng)的矩形槽相比，H型縫隙槽具有更多的參數(shù)調(diào)節(jié)兩者之間的耦合[10]，而且H型耦合槽的場分布更加均勻[11].圖4(d)底層的金屬層是由兩段λ/4波長的諧振器組成的饋線和濾波器的第一階諧振器，兩個λ/4波長的諧振器共用同一個短路探針，短路探針連接到中間的公共接地板，探針的位置在兩個H型縫隙槽之間.從源到負載，由于引入了兩條耦合路徑，使得濾波天線增益的帶邊產(chǎn)生了輻射零點，極大地提高了天線的頻率選擇性.設(shè)計濾波天線的各部分參數(shù)如表2所示.天線的整體尺寸為51.8×25×1.6 mm3.

圖4 濾波天線結(jié)構(gòu)圖

下面分析增益通帶兩端輻射零點產(chǎn)生的原理.由交叉耦合理論可知，對于感性耦合，對傳輸信號相移約-90°；對于容性耦合，對傳輸信號相移約+90°.對于諧振器在諧振點處相移為零，在頻率低端呈現(xiàn)+90°相移，在諧振頻率高端呈現(xiàn)-90°相移.因此，當兩個耦合路徑具有不同相位時，將會導致在傳輸通帶邊緣產(chǎn)生傳輸零點，諧振器的相移特性決定了傳輸零點在通帶的高端或者低端，而交叉耦合的強度決定了距離通帶中心的位置.所以本文所設(shè)計的濾波天線的交叉耦合示意圖如圖5(a)所示.圖中1代表饋源，2代表1/4波長諧振器，3代表矩形輻射貼片，短路探針具有感性耦合特性，H型縫隙耦合具有容性耦合特性.明顯地交叉耦合路徑1→3相移為+90°，所以只有在1/4波長諧振器2呈現(xiàn)感性特性時，主傳輸通道1→2→3，相移為-90°-90°+90°=-90°才可以與交叉耦合通道1→3相移相反，即在通帶的高頻端產(chǎn)生傳輸零點.另外由于λ/4波長的線諧振器通過孔連接公共地平面后，由圖5(b)顯示可知其導致輻射貼片上的電流強度降低，而且輻射貼片上的電流上下兩側(cè)方向相反，使得在低頻段產(chǎn)生了一個輻射零點.

圖5 濾波天線交叉耦合結(jié)構(gòu)示意圖和2.2 GHz零點電流分布圖

通過調(diào)整輻射貼片的Wp和Lp，以及輻射貼片與介質(zhì)邊緣的距離，使濾波天線在2.4 GHz工作頻率處具有良好的匹配，調(diào)整兩個槽的長短以及位置，有效增加天線的帶寬.濾波天線的S11和實際增益如圖6所示，與濾波器的S21參數(shù)曲線對比可見增益通帶兩邊各產(chǎn)生了一個輻射零點，分別在2.2 GHz處的-30 dB和2.7 GHz處的-29 dB，有效地提高了天線的選擇性.濾波天線中心頻率工作在2.42 GHz，在反射系數(shù)<-10 dB的阻抗帶寬為4.5%，與濾波器的工作帶寬相差不大，很好地實現(xiàn)了濾波器向濾波天線設(shè)計的轉(zhuǎn)變，而且極大地提高了頻率選擇性.

圖6 濾波天線和濾波器相關(guān)參數(shù)對比

表2 濾波天線結(jié)構(gòu)的尺寸參數(shù)

3 參數(shù)分析

圖7 給出了較長的H型縫隙中Ls1的變化對濾波天線性能的影響.從圖7 中可以看出Ls1的大小影響著低頻輻射零點的位置，當Ls1增大輻射零點向通帶靠近，使其具有更好的頻率選擇性，但結(jié)合圖7 中S11曲線變換趨勢，選取與濾波器回波損耗一樣的15 dB，最終選取Ls1=10.5 mm.圖8 給出了輻射貼片相對于介質(zhì)邊界的位置對濾波天線性能的影響.從圖8 中可以看出貼片位置Yp的大小影響著高頻輻射零點的位置，當Yp取較大值時，高頻帶邊零點更靠近通帶，使其具有更好的頻率選擇性，同時結(jié)合圖8 中S11曲線變換趨勢最終取Yp=11.2 mm.通過參數(shù)分析可知通帶兩邊輻射零點是可調(diào)的.

圖7 Ls1對反射系數(shù)和增益的影響

圖8 Yp對反射系數(shù)和增益的影響

4 仿真結(jié)果

圖9，圖10 給出了天線的仿真結(jié)果，由圖9可以看出濾波天線中心頻率工作在2.42 GHz，在反射系數(shù)<-10 dB的阻抗帶寬為4.5%，在2.2 GHz和2.7 GHz處產(chǎn)生了兩個輻射零點，有效地提高了選擇性，通帶實際增益為0 dB左右，增益不高的原因是由于FR4介質(zhì)基板的損耗角正切過大，利用HFSS進行仿真測試，當頂層FR4改用其他損耗角正切更小的介質(zhì)基片時，增益可以增大4～6 dB左右.由圖10可知該濾波天線具有低交叉極化的特性且x-z面幾乎呈現(xiàn)全向輻射，x-z面交叉極化低于-28 dB，y-z面交叉極化低于-34 dB.

圖9 天線反射系數(shù)和增益曲線

圖10 濾波天線在2.42 GHz輻射方向圖

5 結(jié) 論

本文提出了一種工作在WiFi頻段具有高選擇性的濾波天線.通過將二階帶通濾波器的最后一階諧振器利用矩形輻射貼片代替，并增加源到負載新的耦合路徑，使濾波天線增益響應(yīng)具有準橢圓濾波特性，相比較最初提出的濾波器有更高的頻率選擇性.仿真結(jié)果顯示濾波天線中心頻率工作在2.42 GHz,在反射系數(shù)<-10 dB的阻抗帶寬為4.5%，帶邊兩個輻射零點分別位于2.2 GHz和2.7 GHz，而且零點位置是可調(diào)的.設(shè)計的濾波天線同時具有濾波和輻射的特性，很適合用于現(xiàn)代無線通信射頻前端.