袁 豐 王志功 徐 躍

(*東南大學信息科學與工程學院射頻與光電集成電路研究所 南京 210096) (**南京郵電大學電子與光學工程學院、微電子學院 南京 210023) (***南京郵電大學射頻集成與微組裝技術國家地方聯合工程實驗室 南京 210023)

0 引 言

為了深入了解大腦的意識活動，科學家和工程師們多年來一直在努力尋找這些活動的起源和生物學機制。根據解剖學知識，神經細胞的連接和相互間的通訊模式被認為是一個關鍵因素[1]。在這種研究中，傳統(tǒng)光學儀器作用甚微，而電子顯微鏡功能也有所受限。為更好地了解神經信號的本質，人們探索了如膜片鉗和細胞染色等技術。然而，當需要對大量神經細胞進行長期、多目標和無創(chuàng)的檢測時，上述技術都力所不及。近些年來，由于互補金屬氧化物半導體(complementary metal oxide semiconductor，CMOS)技術的發(fā)展，將微電極陣列(micro-electrode array, MEA)與CMOS信號處理集成電路集成在一起的方法，可以實現記錄神經細胞之間的信號傳輸。一些優(yōu)秀的文獻已經介紹了一些具有一定信號時空保真度的神經信號記錄系統(tǒng)方案。文獻[2]報道了一種植入式神經信號記錄前端系統(tǒng)。該系統(tǒng)的MEA為硅基材料，信號處理電路采用了商用微處理器芯片，雖然有不錯的電路性能，但也影響了整個模塊的集成度，消耗了較多的功耗，且不利于多通道集成。文獻[3]則提出了一種CMOS工藝的神經信號放大集成電路模塊，該放大電路模塊采用流行的斬波技術，有良好的噪聲性能。然而由于模塊沒有集成傳感電極，其實用性能不可獲知。隨著集成MEA和信號處理電路的發(fā)展，文獻[4]報道了一個完整的體外神經信號記錄系統(tǒng)。但是該論文未展示如信號處理電路的增益、共模抑制比(common mode rejection ratio, CMRR)和電源抑制比(power supply rejection ratio, PSRR)等重要電路性能指標。2017年，Abbott等人[5]在《Nature》期刊上報道了其對神經信號記錄系統(tǒng)的研究成果。該研究在0.35 μm工藝的芯片上集成了從MEA到信號處理電路的完整系統(tǒng)。但是該系統(tǒng)只適合記錄細胞內動作電位，無法記錄細胞外動作電位序列，無法用于理解細胞通訊的機制。文獻[6]報道了一種集成了MEA的多通道神經信號記錄系統(tǒng)，系統(tǒng)具有良好的噪聲性能和高密度的電極陣列。但是該系統(tǒng)的功耗較高，且未能展示重要的CMRR和PSRR指標。文獻[7]所實現的系統(tǒng)整合了CMOS、MEA和信號處理電路，具有相當好的噪聲性能，也有較好的CMRR和PSRR性能。但該系統(tǒng)同時付出了增益較低、功耗較高的代價，整體性能指標不均衡。

本文提出了一種記錄神經信號的微電極陣列系統(tǒng)，可用于對活體組織切片或者體外培養(yǎng)的神經細胞進行細胞電信號記錄。在該系統(tǒng)中，具有生物相容性的微電極陣列和多通道模擬前端電路集成在同一芯片上。這種全集成的設計有助于提高模擬-數字轉換器等后續(xù)信號處理模塊的信噪比，有利于提高系統(tǒng)的可移植性，使在細胞級尺度上的神經信號記錄更具可操作性。本文利用有源低頻抑制放大技術，提出了一種系統(tǒng)結構。該系統(tǒng)在較低的電源電壓、功率和噪聲下，提供了適當的增益、較高的PSRR和CMRR，各項性能有較好的平衡性。本文的組織結構如下：首先對集成微電極陣列設計進行了建模和討論，為電極的神經信號傳感理論提供了重要的結論；然后介紹了多通道神經信號記錄系統(tǒng)的系統(tǒng)結構，給出了模擬記錄通道的詳細電路設計；最后，展示了集成微電極陣列和信號記錄通道電路系統(tǒng)的芯片和測試結果，并對論文進行了總結。

1 神經信號記錄微電極陣列系統(tǒng)設計

圖1 集成微電極陣列系統(tǒng)結構框圖

1.1 神經細胞-電極界面模型

傳感陣列系統(tǒng)采用雙電極結構，包括參考電極和記錄電極。在測量過程中，如果神經細胞距離記錄電極足夠近，當動作電位序列被激發(fā)并在軸突上傳播時，記錄電可感應信號。所記錄的信號幅度與記錄電極的電特性有關，如：記錄電極的形狀、尺寸以及神經細胞與記錄電極附著的緊密程度等。顯然，只有建立了細胞-電極界面模型，才能分析電極特性及其作用，定量評價不同電極的功能。圖2所示為神經細胞-電極界面的電學模型[8]。模型中ENa、EK、ECl、gNa、gK、gCl、INa、IK、ICl、INa,pump、IK,pump和Cm分別表示細胞膜上離子通道的等效電動勢、等效電導、等效電流和等效電容。此外，Celec和gelec分別表示電極的電容和電導，Rseal和Rs分別表示電極與所附著的細胞之間間隙的中心到周圍電解質溶液的電阻，以及記錄電極到參考電極的電阻。神經細胞與記錄電極間隙的電壓用Vclft表示，電極上的電壓為Velec(即為放大電路所需要的輸入信號)，Vref為參考電壓。Relec、gelec、Celec分別為記錄電極的電阻、電導和電容。參數cov是指記錄電極與其上神經細胞的覆蓋面積的歸一化值。如果記錄電極完全被神經細胞所覆蓋，則參數cov為1。當神經細胞完全不與電極相關聯時，cov為0。此外，記錄通道電路的輸入電容用Cpar表示，該電容中也包括從輸入節(jié)點到襯底的寄生電容。

圖2 細胞-電極界面等效電路模型

1.2 電極傳感特性分析

為了合理設計電極，有必要詳細討論各參數對神經信號記錄的影響。根據圖2的模型，計算可得電極電壓Velec的s域表達式為

(1)

式中，分子、分母多項式的系數為

(2)

其中，Im是細胞膜中鈉、鉀和鈣離子通道的總電流。如果電容Cpar小到可以忽略不計，則式(1)變?yōu)?/p>

(3)

式中，

(4)

其中，RLF是電極的低頻等效電阻，z和p分別為Velec表達式的零點和極點。圖3所示為計算所得的模型中記錄電極上電壓信號的時域和頻域曲線(相關參數的默認值設置為Rs=500 kΩ，Rseal=1 MΩ，gelec=2×10-9S，Celec=10 nF，Im=100 pA，cov=0.3，輸入信號頻率為1 kHz)。由圖3可見，當參數發(fā)生波動時，圖2中模型的特性會發(fā)生變化，每個參數在模型的時域和頻域分析中都有其自身特有的影響作用。一般來說，記錄電極的電壓Velec在低頻區(qū)為Im·RLF，在高頻區(qū)則穩(wěn)定保持為Im·Rs。如圖3(a)所示，在時域內，Rseal的變化對波形的幅度幾乎沒有影響。從物理的角度看，Rseal代表了一對神經細胞與記錄電極之間貼合的緊密程度，因此與細胞爬片的狀況有明顯的關系。直流偏移電壓隨Rseal的變化而產生較大的變化，但如果Rseal可以設定為較低的值，則可以降低上述直流偏移電壓。在圖3(b)中，輸入到記錄電路的神經信號按比例放大，與Rseal呈正相關。電極電壓Velec的極點隨著Rseal的增大移向低頻區(qū)，而零點則保持不變。事實上，由于高頻時大部分離子電流通過記錄電極，而在低頻時，這些電流則流過Rseal，因此在低頻區(qū)Rseal具有相當大的影響力，在高頻區(qū)幾乎沒有影響?？梢?，就動作電位而言，其頻率在100 Hz～10 kHz的帶寬范圍內，Rseal值對電極電壓Velec幾乎沒有影響。如圖3(c)、(d)所示，記錄電極和參考電極之間的電阻，即Rs，在記錄系統(tǒng)中起著重要作用。較高的Rs電阻值會使檢測電極上產生較高的電壓。另一個關鍵參數是Celec，如圖3(e)、(f)所示，在Celec較大的情況下，大部分電流通過記錄電極，電壓Velec隨Celec的減小而增大。反之，Velec隨著Celec的增加而減小，因為記錄電極的阻抗也同樣減小。參數cov對Velec的函數表達式同樣有重要的影響。如圖3(h)所示，當cov接近1時，Velec函數表達式的零點和極點移到高頻區(qū)，當cov等于1時，Velec得到最大值，這意味著記錄電極被細胞完全覆蓋。如圖3(g)所示，在不完全覆蓋(即cov<1)的情況下，由于2個并聯電容(這2個并聯電容分別對應于記錄電極的未覆蓋部分和覆蓋部分)的分壓，電極電壓Velec有所衰減。此外，如圖3(h)所示，在低于極點的頻域，Velec與參數cov成正比例；而在高于零點的頻域，Velec與參數cov無關。

1.3 記錄通道電路

1.3.1 低頻有源抑制儀表放大結構

◎一旦發(fā)生高熱驚厥，要冰水敷額、使用退熱藥物、側臥位防止嘔吐堵塞呼吸道、保持呼吸道暢通，同時立即就醫(yī)。

如圖2所示，每個記錄通道都包含多級結構，其放大器模塊如圖4所示。A2為常見的軌到軌放大器，被用于作為輸入/輸出緩沖器，A1為低功耗低噪聲跨導運算放大器(operational transconductance amplifier，OTA)，其原理圖如圖5所示。輸入緩沖器后面的RC網絡是高通濾波電路，用于消除直流偏移。輸出緩沖器前的4個OTA中的3個構成儀表放大結構，另外的1個構成反饋回路，提供有源低頻抑制(active low-frequency suppression, ALFS)[9,10]。如圖6所示，ALFS將儀表放大電路輸出的低頻分量饋送到輸入端，以抵消低頻成分，多數情況下為100 Hz以下的噪聲或環(huán)境干擾信號。利用拉普拉斯變換，由圖6分析可得輸出：

(a) 參數Rseal的時域分析

(b) 參數Rseal的頻域分析

(c) 參數RS的時域分析

(d)參數RS的頻域分析

(e) 參數Celec的時域分析

(f) 參數Celec的頻域分析

(g) 參數cov的時域分析

(h) 參數cov的頻域分析

圖3 模型參數時域和頻域分析

(5)

式中，Xin(s)和Xout(s)分別為輸入信號和輸出信號，NLF(s)為加性噪聲。A(s)為儀表放大電路的增益，F(s)為被設計為低通濾波的反饋電路的傳輸函數，其截止頻率設為fL,LP(≈100 Hz)，NLF(s)代表低頻噪聲，其中最重要的成分是閃爍噪聲。如圖7所示，與輸入信號Xin(s)相比，NLF(s)的信號頻譜位于低頻區(qū)。在f

(6)

式(6)右邊的第1項可以省略，因為記錄的神經信號(即動作電位)在低于fL,LP的頻域中幾乎沒有信息。此外，噪聲NLF(s)衰減1/A(s)F(s)。在頻帶fneural, L

圖4 放大電路模塊結構圖

圖5 低功耗低噪聲OTA

Xout(s)?-A(s)Xin(s)+NLF(s)

(7)

式(7)右邊的第2項可以省略，因為NLF(s)是頻率低于fL,LP的低頻噪聲，不影響輸出信號。此外，輸入信號神經信號Xin(s)按預期放大。可見，ALFS對低頻噪聲有抑制作用，而對神經細胞信號有放大作用。

圖6 有源低頻抑制信號流圖

圖7 神經信號和干擾噪聲的功率譜密度示意圖

1.3.2 低電壓低功耗OTA

圖5顯示了神經放大器中使用的OTA的電路原理圖。電路由2級組成：第1級為低功耗負電阻增益增強結構組成的AB類輸入級[11]，第2級是常見的帶電流鏡負載的共源增益級。該OTA的直流總增益為

(8)

式中，匹配的輸入管M1和M2跨導為gm1=gm2=gm1,2；此外，gm3=gm4= …=gm8，gm9=gm10。源漏溝道電導gds1=gds2=gds1,2；此外，gds3=gds4= …=gds8，gds9=gds10。實際上，晶體管M1、M2、M5和M6會構成一個正反饋環(huán)路，其閉環(huán)增益Acl為

(9)

為確保電路的穩(wěn)定性，該表達式必須保證小于1。顯然，該條件只要gm4=gm6即可保證。該OTA的輸入等效熱噪聲為

(10)

式中，k為玻爾茲曼常量，T為溫度(單位為K)，B為圖4中電流鏡的比例系數。由上式可見，為了降低噪聲，有必要提高輸入管的跨導，并且減小電流鏡電路中MOS管的跨導。為輸入管選擇一個較大的寬長比(W/L)1,2，驅動M1,2進入深度弱反型狀態(tài)，以獲得較高的跨導gm1,2。為了使gm3,4和gm9,10遠低于gm1,2，可增加M3-8的長度，并減小其寬度，使柵極面積保持相對較大的值。通過調節(jié)M3-8使其工作在強反型區(qū)，可實現低跨導。在討論低頻信號時，比如神經細胞信號記錄，閃爍噪聲是一個更加難以處理的問題。由于PMOS晶體管的閃爍噪聲通常比同條件下NMOS晶體管低1到2個數量級，因此選擇NMOS晶體管作為輸入器件比較合適。在工藝確定的情況下，通常選擇晶體管的寬度、長度和偏壓來控制其工作狀態(tài)。鑒于偏壓與傳遞函數、信號擺幅、線性度和電流效率等其他重要電路性能之間存在復雜的權衡關系，在恒定偏壓下增大柵極面積顯得更為實用。通過最大化M1,2和M3-8的柵極面積，可減少閃爍噪聲。當然，通過最大化晶體管柵極面積來降低閃爍噪聲，存在的主要缺點是柵極電容的增加以及由此產生的穩(wěn)定性問題。通過增加米勒電容，可以補償相位裕度，使其保持在45°左右。輸入晶體管對M1,2的閃爍噪聲可通過從噪聲模型[12]推導噪聲功率譜密度來估計。

(11)

式中，SId為漏電流的閃爍噪聲譜密度，KF為閃爍噪聲系數，AF為閃爍噪聲指數，EF為閃爍噪聲頻率指數，Leff為晶體管柵極的有效長度。等效輸入柵極電壓噪聲可由漏電流噪聲計算得出：

(12)

在弱反型區(qū)，漏電流公式可用公式表示為Id≈I0eqVg/n2kT，其中n2是氧化層電容和耗盡區(qū)電容之比，考慮到反型層電容Cinv遠小于耗盡層電容Cd和Cox之和，則n2可表示為n2=Cox+Cd/Cox。因此：

gm?qIdCox/kT(Cox+Cd)

(13)

聯立式(11)、(12)和(13)，可解得柵極等效輸入閃爍噪聲為

(14)

2 實驗結果及分析

2.1 集成CMOS信號記錄電路的微電極陣列芯片

系統(tǒng)芯片采用0.5 μm CMOS工藝制作。如圖8(a)所示，整個芯片與PCB板粘合，電路區(qū)用二甲基硅氧烷(dimethylsiloxane, PDMS)封裝，只留MEA區(qū)域暴露在外，位于芯片中心。然后，在芯片周圍貼附上培養(yǎng)皿，提供一個封閉的容器來容納神經細胞和培養(yǎng)基。如前所述，微電極陣列經過修飾后，所有電極都鍍上金，因而具有良好的生物相容性。記錄電極形狀為八邊形，電極間距為100 μm，如圖8(d)、(e)所示。

2.2 數據及分析

在設計和實現中，電極尺寸和間隔的選擇基于如下考慮：一是考慮到細胞體的直徑一般在5～150 μm范圍內；二是根據前文對電極的建模分析，電極電壓Velec的值隨Celec的減小而增大。實驗采用Agilent4284A Pricise LCR Meter測量儀測試電極的電氣特性，數據如圖8所示。很明顯，被測電極呈容性阻抗，且具有兆歐級阻抗值。芯片上集成有8個信號記錄通道。圖9顯示了以預設的動作電位序列作為輸入源，所記錄的瞬態(tài)輸出信號。圖10為輸出動作電位序列。表1總結了系統(tǒng)的相關性能，并進行了比較。

圖8 集成CMOS信號記錄電路的微電極陣列芯片系統(tǒng)

(a) 電極阻抗的平均模值

(b) 電極阻抗的平均相位

圖9 阻抗測試曲線

3 結 論

本文提出了一種集成了CMOS微電極陣列和信號處理電路芯片的神經細胞信號記錄系統(tǒng)。在所建立的電極-神經細胞界面模型基礎上，對其進行了分析，為設計優(yōu)化電極、提高記錄系統(tǒng)的信噪比提供了依據。同時，設計實現了低功耗、低噪聲、高PSRR和CMRR的跨導運算放大電路，并構成低頻有源抑制儀表放大結構。該結構不僅消除了直流偏移和其他低頻噪聲，還避免了耦合電容器的面積消耗過大的問題。在模型理論分析指導下設計的微電極陣列和所提出的信號處理電路所構成的系統(tǒng)，具有較好的綜合性能，各項指標平衡，具備在體外環(huán)境下捕捉神經細胞生理活動信號的能力。

表1 系統(tǒng)性能總結及對比

注：*單通道面積0.12 mm2；**單個單元功耗 12 μW

圖10 輸出動作電位序列