杜鵬搏，默立冬，蘇國(guó)東,蔡樹(shù)軍

(1.中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第十三研究所，河北 石家莊 050051；2.杭州電子科技大學(xué)射頻電路與系統(tǒng)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，浙江 杭州 310018)

0 引 言

頻率大于30 GHz的微波具有分辨率強(qiáng)、定向性好、頻譜寬、波束窄、抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，極大地推動(dòng)了微波技術(shù)的發(fā)展，如短距大容量通信技術(shù)、雷達(dá)技術(shù)、遙感技術(shù)等。應(yīng)用于微波技術(shù)中的微波單片集成電路(Monolithic Microwave Integrated Circuit, MMIC)器件具有尺寸小、重量輕、可靠性高、穩(wěn)定性強(qiáng)、抗干擾能力好、可大批量生產(chǎn)等優(yōu)勢(shì)，得到長(zhǎng)足發(fā)展。單片微波功率放大器作為MMIC核心器件之一，在微波通信、成像、探測(cè)等系統(tǒng)發(fā)展需求的驅(qū)使下，其技術(shù)日趨成熟，并逐漸步入實(shí)用化階段，同時(shí)也對(duì)器件的工作頻段、功率效率等性能指標(biāo)提出更高的要求[1]。采用低損耗的雙頻輸出匹配網(wǎng)絡(luò)等技術(shù)，文獻(xiàn)[2]基于GaAs工藝，設(shè)計(jì)了一款工作頻率為29.5 GHz和47.0 GHz的雙頻段功率放大器，雙頻段的增益分別為19.3 dB和15.5 dB，輸出功率分別為22.5 dBm和22.7 dBm，功率附加效率分別為38%和40%。文獻(xiàn)[3]基于AlGaN/GaN HEMT工藝，設(shè)計(jì)了一種采用二次諧波輸入輸出匹配的功率放大器MMIC，在38 GHz時(shí)的輸出功率為269 mW，放大器具有33%的漏極效率和22%的功率附加效率(Power Added Efficiency, PAE)。文獻(xiàn)[4]采用Lange耦合進(jìn)行功率合成，基于0.15 μm GaAs工藝，設(shè)計(jì)了一款工作在43～46 GHz的功率放大器，其飽和輸出功率大于33 dBm，效率大于15%，功率增益大于14 dB，線性增益為16 dB，線性增益平坦度小于±0.8 dB。

隨著半導(dǎo)體工藝的發(fā)展與進(jìn)步，較GaAs材料而言，GaN材料具有較大的禁帶寬度和耐壓特性，在功率放大器設(shè)計(jì)中備受青睞。文獻(xiàn)[5]基于硅基氮化鎵(GaN-Si)工藝，采用高功率放大器，通過(guò)選擇合適的偏置點(diǎn)和匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浼夹g(shù)，設(shè)計(jì)了一款工作在37.5～42.5 GHz的功率放大器，實(shí)現(xiàn)了兩款功率放大器，其輸出功率分別為33.0 dBm和35.5 dBm，PAE分別為24%和22%。基于硅基氮化鎵(GaN-Si)工藝，文獻(xiàn)[6]從匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗和器件溫度升高的角度出發(fā)，設(shè)計(jì)了一款37.5～42.5 GHz的功率放大器，其飽和輸出功率為36 dBm，PAE為23%。

文獻(xiàn)[2-6]從匹配網(wǎng)絡(luò)的低損耗、適當(dāng)?shù)碾妷浩?、器件的可靠性及片上功率合成的角度進(jìn)行電路的研究與設(shè)計(jì)。隨著電路工作頻率的提高，特別是微波電路工作頻率到達(dá)毫米波頻段后，器件的寄生參數(shù)對(duì)電路的影響不斷增大[7]。通常情況下，若電路設(shè)計(jì)中使用的器件沒(méi)有精確表征其寄生參數(shù)及端口走線的寄生效應(yīng)，輕則導(dǎo)致電路偏離設(shè)計(jì)目標(biāo)范圍，重則導(dǎo)致電路失效[8]。電路的設(shè)計(jì)中，精確的器件模型變得更為重要。本文從GaN HEMT器件模型著手，并考慮功率放大器的穩(wěn)定性、匹配網(wǎng)絡(luò)的插入損耗等因素，研制一款Q波段GaN功率放大器MMIC。

1 器件建模

功率放大器設(shè)計(jì)中，GaN HEMT器件模型的精度和仿真功能決定了電路設(shè)計(jì)的準(zhǔn)確性。為表征器件大信號(hào)特性，本文提出一種用于放大器設(shè)計(jì)的GaN HEMT器件模型，在Angelov-gan模型基礎(chǔ)上，改進(jìn)了模型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、模型數(shù)學(xué)方程，使其更能準(zhǔn)確表述GaN HEMT器件物理特性。

本文用于42～46 GHz頻段功率放大器設(shè)計(jì)的氮化鎵大信號(hào)模型寄生參數(shù)等效電路如圖1所示。圖1中，Lg，Ld，Ls和Rg，Rd，Rs分別為器件端口引線寄生電感和觸點(diǎn)電阻，為偏壓無(wú)關(guān)元件。Dgs和Dgd為柵-源和柵-漏肖特基二極管。Cgs，Cgd，Cds為有源區(qū)電容，由總的柵電荷Qgg對(duì)柵-源電壓Vgs、柵-漏電壓Vgd以及漏-源電壓微分得到。為表征多柵指器件柵、源、漏版圖引線連接結(jié)構(gòu)之間的寄生電容，模型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中引入3個(gè)偏壓無(wú)關(guān)電容分量Cgsx，Cgdx，Cdsx，在模型參數(shù)提取過(guò)程中，這3個(gè)電容分量和本征電容Cgs，Cgd，Cds共同確定。Ids為溝道電流，為描述GaN器件強(qiáng)的跨導(dǎo)頻率分布效應(yīng)，引入AC電流源Idp并聯(lián)Rdb后和Cdp串聯(lián)，實(shí)現(xiàn)Idp在DC下不導(dǎo)電，AC下產(chǎn)生的頻率分量、經(jīng)Rdp-Cdp形成的選頻網(wǎng)絡(luò)濾波后，疊加到DC電流源Ids的高頻頻率分量下，形成對(duì)直流跨導(dǎo)的補(bǔ)償。器件的自熱效應(yīng)，采用右下角的經(jīng)典熱子電路模型表征，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中Rth和Cth為襯底熱阻和熱容。

圖1 氮化鎵大信號(hào)模型寄生參數(shù)等效電路

模型參數(shù)提取，采用冷態(tài)(Vds=0 V，Vgs=-8 V)和熱態(tài)(Vds=0 V，Vgs=1 V)S參數(shù)提取端口寄生電感Lg，Ld，Ls和電阻Rg，Rd，Rs初值。Dgs和Dgd從晶體管肖特基結(jié)I-V特性提取，Ids模型參數(shù)通過(guò)直流偏置下測(cè)試器件的Ids-Vds，Ids-Vgs特性來(lái)擬合，Idp通過(guò)擬合從偏壓相關(guān)S參數(shù)中提取的AC跨導(dǎo)特性中提取。Cgs，Cgd則從偏壓相關(guān)S參數(shù)計(jì)算得到的Cgs-Vgs，Cgd-Vgd特性中提取。熱效應(yīng)模型參數(shù)Rth和Cth可結(jié)合材料參數(shù)、器件尺寸等信息計(jì)算得到。

模型參數(shù)提取完成之后，采用負(fù)載牽引測(cè)試數(shù)據(jù)對(duì)提取所得模型精度進(jìn)行驗(yàn)證，與模型模擬結(jié)果進(jìn)行對(duì)比、修正，最終獲得符合設(shè)計(jì)精度要求的非線性模型。完成模型的開(kāi)發(fā)后，將模型轉(zhuǎn)換成能植入的Keysight ADS環(huán)境的Verilog-a語(yǔ)言，以達(dá)到支持電路仿真設(shè)計(jì)的目的。

2 電路設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)的42～46 GHz高效率功率放大器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示，電路采用三級(jí)級(jí)聯(lián)放大，提高電路輸出功率的同時(shí)滿足增益要求。

圖2 電路結(jié)構(gòu)拓?fù)?/p>

考慮到功率放大器的功耗、增益分配及輸出功率的設(shè)計(jì)需求，電路的三級(jí)柵寬比為1∶2∶4。即晶體管的第一級(jí)采用2個(gè)晶體管，第二級(jí)采用4個(gè)晶體管，第三級(jí)采用8個(gè)晶體管，實(shí)現(xiàn)本文提出的功率放大器的有源放大及功率轉(zhuǎn)化輸出。電路的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)采用有耗匹配的形式，級(jí)間匹配在阻抗匹配的同時(shí)實(shí)現(xiàn)了功率信號(hào)均分到后續(xù)有源通路的作用，而輸出匹配網(wǎng)絡(luò)同時(shí)被用作合路器，實(shí)現(xiàn)了功率信號(hào)的疊加，從而提高輸出功率。

輸入匹配網(wǎng)絡(luò)為有耗匹配，在實(shí)現(xiàn)功率放大器輸入匹配的同時(shí)將輸入信號(hào)等功率均分到第一級(jí)放大管，并且獲得了良好的駐波比。多節(jié)電抗匹配也利于獲得足夠的工作帶寬，故級(jí)間匹配網(wǎng)絡(luò)均采用多節(jié)電抗的結(jié)構(gòu)，在實(shí)現(xiàn)級(jí)間匹配的同時(shí)實(shí)現(xiàn)了功率信號(hào)的均分到后一級(jí)放大管上，并且有利于增加功率放大器的帶寬。該電路的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)質(zhì)上是一個(gè)具有阻抗匹配功能的合路器，合路器采用多節(jié)電抗的結(jié)構(gòu)，減少了電路的損耗，從而獲得更大的輸出功率。

多節(jié)電抗匹配主要采用LC低通網(wǎng)絡(luò)的形式，通過(guò)增加匹配網(wǎng)絡(luò)中電抗元件的自由度來(lái)實(shí)現(xiàn)帶寬的拓展，避免使用電阻元件，從而提高了匹配網(wǎng)絡(luò)的信號(hào)傳輸效率。

單級(jí)LC匹配網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因子如下：

(1)

式中，Rs為信號(hào)源內(nèi)阻，RL為負(fù)載阻抗。從式(1)可以看出，LC匹配網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因子可以通過(guò)調(diào)節(jié)Rs和RL之間的關(guān)系得到。同時(shí)品質(zhì)因子Q與匹配網(wǎng)絡(luò)的帶寬成反比關(guān)系，即帶寬隨著Q值的降低而提高，而單級(jí)LC匹配網(wǎng)絡(luò)的帶寬受到信號(hào)源內(nèi)阻和負(fù)載阻抗的限制，故可采用圖3所示的多級(jí)LC低通網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)。

圖3 多級(jí)LC低通網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)

通過(guò)對(duì)阻抗比的均勻分配，得到多級(jí)LC網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的Q值

(2)

式中，N為L(zhǎng)C低通網(wǎng)絡(luò)的級(jí)數(shù)。從式(2)可以看出，每一級(jí)匹配網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因子隨著N增加而降低，從而拓展了匹配網(wǎng)絡(luò)的帶寬。本文設(shè)計(jì)的功率放大器則是通過(guò)采用傳輸線在毫米波頻段的寄生電容、電感及電阻實(shí)現(xiàn)了多節(jié)電抗匹配網(wǎng)絡(luò)，其中傳輸線在微波頻段的寄生參數(shù)等效模型[9]如圖4所示。

圖4 傳輸線等效模型

通常情況下，有源器件(GaN HEMT)的單指柵寬直接影響器件的增益、功率密度和效率等特性。器件的功率衰減GP表示為：

(3)

式中，Wu為柵寬；T和U分別為柵條等效傳輸線模型的傳播常數(shù)的實(shí)虛部，分別表示為：

(4)

(5)

通過(guò)對(duì)式(3)-(5)分析可知，T和U與Rg和Lg的變化呈正相關(guān)，而與Cgs的變化呈負(fù)相關(guān)。因此可通過(guò)增加優(yōu)化有源器件的Rg，Lg和Cgs減低功率增益衰減。綜合考慮輸出功率、器件功率密度以及輸出電路匹配損耗[10]，末級(jí)管芯柵寬選為4 mm。

通常情況下，熱穩(wěn)定性及大輸出功率信號(hào)的相互耦合會(huì)導(dǎo)致功率放大器振蕩。因此本文設(shè)計(jì)的功率放大器在設(shè)計(jì)時(shí)增加了阻性網(wǎng)絡(luò)以消除奇模振蕩，要選取合適的奇模電阻值，電阻的阻值大小和位置都會(huì)影響電路的穩(wěn)定性[11]，故選擇合適的電阻串聯(lián)在末級(jí)器件漏極之間，對(duì)于抑制奇模振蕩可以起到比較好的效果。功率放大器的穩(wěn)定性仿真結(jié)果如圖5所示，從圖5中可以看出，功率放大器在DC-50 GHz頻段絕對(duì)穩(wěn)定。

圖5 功率放大器的穩(wěn)定性曲線

3 電路加工與測(cè)試

3.1 芯片制造

對(duì)本文設(shè)計(jì)的電路采用優(yōu)化的GaN-HEMT工藝進(jìn)行流片，電容為平面電容，介質(zhì)層為SiN層，電阻為NiCr薄膜電阻，背面采用通孔技術(shù)實(shí)現(xiàn)源接地，降低源電感。

在毫米波頻段元器件之間的電磁耦合效應(yīng)非常顯著，電路原理圖仿真結(jié)果不能真實(shí)反映這一現(xiàn)象，因此對(duì)電路版圖進(jìn)行電磁場(chǎng)仿真顯得至關(guān)重要[12]。利用三維電磁場(chǎng)仿真軟件對(duì)版圖進(jìn)行電磁場(chǎng)仿真，高的仿真精度要求高性能的計(jì)算機(jī)硬件系統(tǒng)和大量仿真時(shí)間，為了兼顧仿真精度和仿真效率，在電磁場(chǎng)仿真中需要對(duì)參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)置。在進(jìn)行電磁場(chǎng)仿真時(shí)，為了對(duì)電路版圖的調(diào)整具有針對(duì)性，采用靈敏度分析，找出靈敏元件，在版圖仿真時(shí)進(jìn)行適當(dāng)調(diào)整，最終的電路版圖如圖6所示。

圖6 電路版圖示意圖

3.2 芯片研制與性能測(cè)試

芯片測(cè)試與仿真曲線如圖7所示，工作電壓VDS=22 V(脈寬100 μs，占空比10%)，測(cè)試頻率為42～46 GHz，輸出功率大于41 dBm，增益大于18 dB，PAE大于30%。從測(cè)試數(shù)據(jù)和仿真數(shù)據(jù)來(lái)看，PAE的測(cè)試數(shù)據(jù)和仿真數(shù)據(jù)最大偏差出現(xiàn)在46 GHz處，測(cè)試與仿真的偏差比率為11.8%；輸出功率的測(cè)試數(shù)據(jù)和仿真數(shù)據(jù)的最大偏差出現(xiàn)在46 GHz處，測(cè)試與仿真的偏差比率為2.6%。通過(guò)分析測(cè)試系統(tǒng)引入的誤差可見(jiàn)，輸出功率和PAE的測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果具有較高一致性，由此更進(jìn)一步驗(yàn)證了電路仿真時(shí)采用的模型的準(zhǔn)確性。

圖7 Q波段GaN功率放大器MMIC性能測(cè)試結(jié)果

對(duì)本文設(shè)計(jì)的功率放大器的性能指標(biāo)進(jìn)行總結(jié)，并與相關(guān)文獻(xiàn)的成果進(jìn)行比較，結(jié)果如表1所示。從表1可以看出，本文設(shè)計(jì)的功率放大器的增益優(yōu)于文獻(xiàn)[4]，且在飽和輸出功率方面優(yōu)于文獻(xiàn)[2-6]的同時(shí)，其芯片面積小于文獻(xiàn)[2-5]。

表1 不同設(shè)計(jì)方法的功率放大器性能比較

4 模塊應(yīng)用

通過(guò)選擇合適的前級(jí)驅(qū)動(dòng)放大器，將本文設(shè)計(jì)的功率放大器芯片用于四路功率合成模塊，其結(jié)構(gòu)示意圖及實(shí)物圖如圖8(a)所示。四路合成后的功率放大器模塊的增益測(cè)試曲線如圖8(b)所示，其增益在42～46 GHz頻率范圍內(nèi)大于40 dB。在脈寬為100 μs，占空比為10%的條件下，模塊輸出功率大于40 W，滿足Q波段常用頻率范圍的工程應(yīng)用。

圖8 功率放大器合成模塊

5 結(jié)束語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了一款采用GaN HEMT工藝的Q波段功率放大器MMIC。為了提高設(shè)計(jì)精度，采用改進(jìn)版Angelov-gan模型進(jìn)行仿真，更準(zhǔn)確表述了GaN HEMT器件物理特性，使仿真效果更接近實(shí)際情況。本文設(shè)計(jì)的功率放大器彌補(bǔ)了專用Q波段功率放大器領(lǐng)域在42～46 GHz頻段內(nèi)的功率放大器產(chǎn)品的缺失，在飽和輸出功率、功率附加效率和芯片面積等方面具有更加優(yōu)秀的競(jìng)爭(zhēng)力。