翁志遠，方 杰， 翁志剛 ，程 穎， 龔冬梅

(1.皖西學院電氣與光電工程學院，安徽六安 237012；2.皖西學院機械與車輛工程學院，安徽六安 237012)

0 引言

基于高壓SiC功率器件的電源系統(tǒng)是一種非常有吸引力的技術途徑[1].采用先進的功率開關器件，如15 kV SiC絕緣柵極雙極晶體管(IGBT)，以此替代50 Hz配電變壓器.可以用更高的頻率來減小變壓器的尺寸和重量，使電源模塊重量輕，易于制造和安裝[2].例如，一個50 Hz，2.7 MVA變壓器重量超過6 t，并使用大量的銅.研究表明，如果開發(fā)并使用20 kHz SiC技術，輸出相同功率的電源模塊則可能實現(xiàn)減少3倍尺寸和重量.應用SiC功率器件的磁壓縮電源模塊隨著開關頻率的提高，設計和實現(xiàn)的關鍵在于如何使用ZVS和/或ZCS開關技術來減少功率開關損耗上[3-4].

電源模塊的結構采用兩級式結構，如圖1所示.它包含兩個環(huán)節(jié)電能變換過程：提供功率因數(shù)校正和無功功率調節(jié)的中壓(MV)整流器(AC-DC)環(huán)節(jié)；具有電流隔離和降壓功能的DC-DC環(huán)節(jié)，將高壓直流(HVDC)變換為低壓直流(LVDC).

圖1 電源模塊基本結構Fig.1 Basic Structure of Power Module

采用兩級配置，可以大大簡化系統(tǒng)的復雜度和控制方案，因此，電源系統(tǒng)能夠獲得更高的可靠性和效率.SiC功率器件電源模塊除了電壓額定值的提高外，這些器件的開關速度也明顯快于商用的6.5 kV Si IGBTs，因此允許電源模塊在更高的開關頻率下工作.更高的工作頻率使高頻變壓器、電感和電容器的體積減小，從而獲得更高的功率密度和更輕的重量.其中電源模塊前級整流變換器將中壓10 kV配電網(wǎng)轉換為高壓直流，變換器的結構為三相全控整流電路.功率開關器件擬采用15 kV SiC IGBT.后級將高壓直流轉變?yōu)樾枰牡蛪褐绷?，雙向DC-DC結構實現(xiàn)電能的雙向傳輸.其中采用雙有源全橋(DAB)DC-DC變換器作為雙向DC-DC變換環(huán)節(jié)的核心.DAB是具有ZVS能力的中壓隔離DC-DC變換器，其結構簡單對稱，易于啟動和實施過流保護.但是，在輕載條件下ZVS可能會丟失，高的關斷電流可能引起高關斷損耗，從而降低電源整體效率[5].

1 電源模塊的啟動方案

對于兩級配置的磁壓縮電源模塊，最簡單的一種啟動方案就是前文提到的逐級啟動，即首先啟動整流級、再啟動DC-DC變換器.然而，該方案可能導致后級DC-DC變換器的高頻變壓器的電流相對偏高并且具有大的輸入浪涌.本文的重點是研究一種新的啟動方案，最大限度地減少高頻變壓器電流.

對于DAB變換器的傳統(tǒng)控制方法是考慮每個橋臂開關死區(qū)時間下，采用固定占空比調節(jié).一次側和二次側全橋PWM驅動信號相位移動，以調節(jié)輸出電壓，這種控制方式可以被稱為移相調制(PSM)[3].然而，這種電壓輸出控制策略僅限于變換器的穩(wěn)態(tài)運行.在冷啟動過程中，PSM會直接將電能從一次側傳輸?shù)捷敵鲭娙萜?，由于電源給輸出電容器快速充電會引起浪涌電流.這浪涌電流可能引起過大的應力和熱量，導致DC-DC變換器中的功率開關發(fā)生故障.

在啟動瞬態(tài)期間，變壓器電流ir可能過大，將導致高頻變壓器的磁飽和，以致產生更大的電流.這樣就會要求在設計直流變換器時選用應力更大的功率器件以防止損壞.

在啟動過程中，DAB變換器的輸入電壓Vin由整流級控制決定.移相角δ是DC-DC變換器控制器的輸出，控制器通常采用比例積分(PI)調節(jié)實現(xiàn).如果PI控制器設計合理，對δ的瞬態(tài)變化會快到可以忽略不計.因此，在啟動時δ將達到和保持最大值δm，此時變壓器電流將達到最大值.

圖2(a)給出了整流器軟啟動過程示意圖.整流器首先通過開關器件的體二極管對高壓直流側濾波電容Cin充電，輸入串聯(lián)電阻用于限制充電電流大小.tR1和tR2為通過續(xù)流二極管給電容充電的是開始和結束時間.在二極管整流環(huán)節(jié)結束之后，繼電器將斷開充電電阻器，并且在tR2時刻使能整流器的閉環(huán)控制從而調節(jié)電容器電壓Vin，在tR3時刻電壓達到期望值.

圖2 電源模塊啟動方案示意圖Fig.2 Schematic Diagram of Power Module start-up Program

圖2(b)所示為DC-DC變換器在整流器啟動完成后被啟動，Vout線性增加.因此，該方案I可看作逐級啟動方法.t11和t21表示DC-DC變換器啟動周期的開始和結束時間.

圖2(c)所示為提出的電源模塊啟動方法.該方案II是以受控方式同步啟動整流器和DC-DC變換器，可以在整個啟動瞬態(tài)期間實現(xiàn)ir動態(tài)值最小化.t12表示方案中閉環(huán)控制的起始時間，t22時刻表示方案的Vout達到額定值，此時δ = δm.δ在從t22到t32的時間內將迅速降低到穩(wěn)態(tài)值.

如果Vin穩(wěn)定后DC-DC環(huán)節(jié)被直接啟動，ir總是達到峰值后單調遞減.其結果表明，方案I的|ir|max是當DC-DC變換器剛啟動時在t11處|ir(0)|的值.因此，對于啟動方案I，大的初始變壓器電流可能導致較大的輸入浪涌電流Iin.這是因為在t11處的|ir(0)|使得DC-DC變換器需要大的初始浪涌功率.

然而在整流器啟動結束后，通過整流環(huán)節(jié)將Vin控制為常數(shù)，并且還有直流側大電容Cin的存在能夠防止電壓快速的變化.為了提供如此大的浪涌功率，DC-DC變換器將承受較大的Iin直流電流.而提出的方案II與DC-DC變換器是同步啟動的，|ir|max發(fā)生在t22處，|ir(0)|在t12處為零，因此，所提出的啟動方案的輸入浪涌電流 Iin理論上為零，因為它的初始變壓器電流為零.

2 仿真分析

通過仿真對提到的電源模塊啟動過程的效果進行驗證.圖3描述了電源模塊的控制框圖.整流級采用三相雙回路D-Q矢量控制系統(tǒng).分別對輸入電壓uabc和電流iabc進行D-Q變換，得到d軸、q軸分量.利用d軸電流對Vin進行控制，以q軸電流為零點參考來實現(xiàn)單位功率因數(shù)控制.對輸入電壓進行鎖相得到電壓輸入相位，作為電流控制相位參考.內部電流環(huán)D-Q控制結構可參考傳統(tǒng)的D-Q控制.

DAB變換器采用固定占空比50%的移相控制，移相角δ作為控制變量來調節(jié)輸出電壓Vout.Vout的控制參考值為(Ns/Np)*Vin，以實現(xiàn)與整流器的同步啟動.Np和Ns分別是高頻變壓器的初級和次級線圈匝數(shù).針對DAB在冷啟動時為了控制高頻變壓器勵磁涌流大的問題，可以在啟動過程中根據(jù)直流母線電壓限制移相角δ的大小，實現(xiàn)開機過程的軟啟動.

DAB電壓閉環(huán)控制器的控制原理圖如圖4所示，通過采樣變換器輸出直流母線的電壓，并與電壓給定值進行比較，將所得結果作為移相PWM控制的移相角δ的調制信號，最終產生IGBT的驅動信號.其中Gid(s)為系統(tǒng)功率級傳遞函數(shù)，LPFv(s)為電壓采樣的低通濾波器傳遞函數(shù)，Gvc(s)為電壓環(huán)的PI補償器，控制量為移相角δ，Zo(s)是負載阻抗.

在PLECS中建立7.5 kW的電源模塊功率級與控制單元仿真模型，輸入交流380 V，直流母線電壓700 V，輸出直流30 V，前級整流模型如圖5所示，后級DAB變換器模型如圖6所示.

圖5 電源模塊整流級仿真模型Fig.5 Simulation Model of Power Module Rectifier

圖6 電源模塊DAB仿真模型Fig.6 Simulation Model of Power module DAB

電源模塊整流級的啟動過程方案擬定為啟動后通過串聯(lián)電阻抑制電容充電電流，在0.03 s將限流電阻短路，0.05 s啟動整流級閉環(huán)控制環(huán)節(jié).分別將整流級的直接啟動、限流電阻啟動和設定的啟動方案進行了仿真，啟動過程的仿真結果如圖7所示.可以看出由于給直流母線濾波電容充電，直接啟動時直流母線電流Idc瞬時達到了100 A，直流母線電壓迅速達到700 V，交流輸入端也產生了很大的浪涌電流.串聯(lián)限流電阻啟動能夠很好的抑制浪涌電流，由于電阻分壓使得直流母線電壓低于額定值.擬定的啟動方案首先限流電阻啟動，在t1時刻短路限流電阻，t2時刻濾波電容充電完成，t3時刻啟動整流級閉環(huán)控制，調節(jié)直流母線電壓達到額定值，啟動過程中電壓和電流變化平穩(wěn)，浪涌電流得到有效的抑制.

圖8(a)和(b)給出了DAB變換器啟動方案I與方案II的仿真結果，圖中分別對兩種啟動方案的輸出電壓Vout與高頻變壓器電流Ir的仿真波形進行了對比.方案I采用分級啟動，可以看出由于啟動開始時輸出電壓為零，在閉環(huán)控制作用下DAB變換器控制變量移相角δ達到最大值，使得啟動電流瞬間達到最大.隨著輸出電壓的升高，控制變量移相角δ慢慢減小，使得的變壓器電流與與輸出電壓穩(wěn)定在設定值，如圖8(a)所示.圖8(b)為采用軟啟動的DAB變換器，由于與前級整流器同時啟動，前級整流器為軟啟動使得直流母線電壓Vab逐漸升高.因此后級DAB變換器在啟動時控制變量移相角δ即使達到最大值，由于直流母線電壓很小，不會產生大的啟動電流.同時在啟動控制中根據(jù)直流母線的電壓大小來限定移相角的大小.從仿真波形可以看出在整個啟動過程中電流變化平穩(wěn)，沒有大的過沖現(xiàn)象.通過仿真可以驗證，與逐級啟動方法相比，提出的電源模塊啟動方法顯著提高了啟動性能.

3 結論

兩級拓撲結構的電源模塊，前級PFC整流變換器實現(xiàn)AC-DC變換.后級DC-DC變換器實現(xiàn)直流隔離降壓.本文給出了具有最小變壓器電流響應的兩級電源模塊的啟動方案，該方案采用可控的方式同步啟動整流器和DC-DC變換器，從而實現(xiàn)變壓器初級和次級電流動態(tài)平衡.通過仿真驗證了該啟動方法能夠在不增加成本的情況下，實現(xiàn)高頻變壓器電流最小化，抑制了輸入浪涌.