謝國民，關(guān)博文，吳琨，梁小飛

（1.遼寧工程技術(shù)大學(xué)（葫蘆島校區(qū)）電氣與控制工程學(xué)院，遼寧 葫蘆島 125105；2.國網(wǎng)遼寧省電力有限公司錦州供電公司，遼寧 錦州 121000；3.國網(wǎng)遼寧省電力有限公司營口供電公司，遼寧 營口 115000）

目前，人類正進(jìn)入快速發(fā)展的時代，能源問題一直困擾著人類的發(fā)展，因此世界各國都在積極尋求新型可持續(xù)能源以替代傳統(tǒng)化石資源。光伏發(fā)電、燃料電池、風(fēng)力發(fā)電為主的新能源已成為了各國目前發(fā)展的主要能源[1-2]。隨著光伏并網(wǎng)發(fā)電在電力系統(tǒng)中的廣泛應(yīng)用，高增益DCDC變換器是目前電力電子研究領(lǐng)域的熱點(diǎn)[3-4]。由于光伏電源的輸出端電壓較低，需要倍壓后供給并網(wǎng)逆變器等直流負(fù)載使用。因此國內(nèi)外對應(yīng)用于多輸入DC-DC變換器進(jìn)行了大量研究，并取得了較多成果[5-6]。

Boost變換器因其具有電路結(jié)構(gòu)簡單和易于控制的優(yōu)點(diǎn)而廣受歡迎。在實(shí)際應(yīng)用中，由于受器件等效串聯(lián)電阻以及功率開關(guān)寄生參數(shù)的影響，當(dāng)占空比大于一定值以后，Boost變換器的轉(zhuǎn)換效率將會急劇下降，實(shí)際増益將會受到限制，一般只適用于電壓增益小于4倍的場合[7]。采用倍壓單元可以提高直流變換器的電壓增益[8-10]，通過將倍壓單元模塊加入到拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，可以使變換器的電壓增益獲得顯著提升。同時通過將倍壓單元進(jìn)行組合疊加，進(jìn)一步提升變換器電壓增益，以適用于各種應(yīng)用場合，從而降低了設(shè)計(jì)難度[11]。交錯并聯(lián)變換器能夠有效地減小輸入輸出電流紋波、增強(qiáng)變換器帶載能力、明顯改善動態(tài)響應(yīng)[12-14]，但傳統(tǒng)交錯并聯(lián)變換器的開關(guān)管電壓應(yīng)力依然較高。磁集成技術(shù)可以減少磁性元件的體積、減少電感電流紋波、并減少磁性元件損耗[15-17]。在光伏發(fā)電并網(wǎng)過程中，其輸入電壓較低而輸出端電壓較高，因此研究具有高增益、低電壓應(yīng)力、低輸入和輸出紋波的變換器具有很高的實(shí)用價值。

針對光伏并網(wǎng)發(fā)電的需求，本文在研究文獻(xiàn)[18]的基礎(chǔ)上，提出一種新型的組合式開關(guān)電感電容的變換器。在文獻(xiàn)所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中引入開關(guān)電感，并通過使用開關(guān)電感電容組合進(jìn)一步增強(qiáng)DC-DC變換器的電壓增益，為減小磁性器件體積同時減小電流紋波，開關(guān)電感單元進(jìn)行了磁集成。為了便于描述，將所研究的開關(guān)電感電容組合Boost拓?fù)浣诲e并聯(lián)DC-DC變換器簡稱為SIC-TI-Boost變換器。本文給出了變換器各個模態(tài)的等效電路圖和主要工作波形圖；推導(dǎo)出電壓增益和開關(guān)管電壓應(yīng)力的表達(dá)式；為減小磁件體積增加變換器動態(tài)響應(yīng)速度，對分立電感進(jìn)行磁集成，并給出了磁件設(shè)計(jì)準(zhǔn)則。通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作模態(tài)分析

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

SIC-TI-Boost變換器如圖1所示，其拓?fù)錁?gòu)架是雙通道交錯并聯(lián)基本Boost變換器，將兩通道交錯并聯(lián)基本Boost變換器的輸入儲能電感使用開關(guān)電感單元替代，二極管輸出整流與電容濾波部分使用開關(guān)電容替代，開關(guān)電感和開關(guān)電容一起實(shí)現(xiàn)提高電壓增益的目的。將變換器開關(guān)電感單元電感進(jìn)行磁集成，變換器中，電感L1與L2正向耦合，電感L3與L4正向耦合，L1和L2構(gòu)成的電感單元與L3和L4構(gòu)成的電感單元反向耦合。電感L1，L2，L3，L4電感值相等，記為L，設(shè)所有電感對稱耦合，正向耦合的互感值為M1，反向耦合的互感值為M2。

圖1 SIC-TI-Boost變換器拓?fù)鋱DFig.1 Topology of SIC-TI-Boost Converter

為方便后續(xù)的理論分析做以下假設(shè)：1）電路中的開關(guān)器件為理想器件；2）忽略電容C1，C2，C3，C4上的紋波，且其電壓保持不變；3）電感 L1，L2的電流工作于連續(xù)導(dǎo)通模式；4）開關(guān)S1，S2的驅(qū)動信號被設(shè)置為具有180°的相位差、占空比相等、并且兩者都以大于0.5的模式操作。

1.2 工作模態(tài)分析

SIC-TI-Boost變換器在1個開關(guān)周期內(nèi)有4種工作模態(tài)，每種工作模態(tài)的主要工作波形如圖2所示，變換器工作模態(tài)圖如圖3所示。

圖2 主要工作波形圖Fig.2 Main working waveforms

圖3 SIC-TI-Boost變換器工作模態(tài)圖Fig.3 Working mode diagrams of SIC-TI-Boost converter

模態(tài)1（t0—t1）：等效電路如圖3a所示，2個開關(guān)管S1，S2均處于導(dǎo)通狀態(tài)，二極管VD1，VD3，VD4和VD6處于導(dǎo)通狀態(tài)，VD2和VD5處于關(guān)斷狀態(tài)，輸入電源分別通過開關(guān)管S1，S2與開關(guān)電感單元的電感并聯(lián)儲能，并且電感電流iL1，iL2，iL3，iL4在該模態(tài)下均保持線性上升；由于二極管D1～D4均處于關(guān)斷狀態(tài)，電容C1、C2沒有電流放電回路，在上一模態(tài)存儲的電能不釋放，電容C1、C2兩端電壓UC1、UC2在該模態(tài)下不發(fā)生改變，電容 C3和C4串聯(lián)單獨(dú)向負(fù)載供電。該模態(tài)一直持續(xù)到開關(guān)S2關(guān)斷信號的到來，即t1時刻此工作模態(tài)結(jié)束，模態(tài)1的電壓方程如下：

工作模態(tài)2（t1—t2）：等效電路如圖3b所示，在t1時刻S2關(guān)斷信號到來，S2關(guān)斷，開關(guān)S1繼續(xù)保持導(dǎo)通狀態(tài)，電感 L1，L2的電流iL1，iL2在該模態(tài)下繼續(xù)保持線性上升；由于S2關(guān)斷，電感L3，L4的電壓反向，能量儲存器串聯(lián)啟動，二極管VD4，VD6截止，VD5導(dǎo)通，電感電流iL3，iL4下降，iL3=iL4，電流iL3部分通過二極管D4流入電容C2，為電容C2充電，另一部分通過二極管D2，電容C1，開關(guān)S1流入電容C3，該過程中電感L3和L4及電容C1處于放電狀態(tài)，并且電容C2，C3均處于充電狀態(tài)，在該狀態(tài)下二極管D1，D3保持截止?fàn)顟B(tài)。在此模態(tài)，仍然由電容C3和C4串聯(lián)為負(fù)載供電。開關(guān)S2觸發(fā)信號在t2時刻到來，此工作模態(tài)結(jié)束。模態(tài)2的電壓方程如下：

模態(tài)3（t2—t3）：工作模態(tài)3與工作模態(tài)1相同。

模態(tài)4（t3—t4）：等效電路如圖3c所示，在t3時刻S1關(guān)斷信號到來，S1關(guān)斷，開關(guān)S2繼續(xù)保持開通狀態(tài)，電感L3，L4的電流iL3，iL4在該模態(tài)下繼續(xù)保持線性上升；由于S1關(guān)斷，電感L1，L2的電壓反向，能量串聯(lián)釋放，二極管VD1，VD3截止，VD2導(dǎo)通，電感電流iL1，iL2下降，iL1=iL2，電流iL1部分通過二極管 D1和開關(guān)S2流入電容C1，為C1充電，另一部分通過二極管 D3、電容 C2、開關(guān) S2流入電容 C4，在該過程中電感L1，L2和電容C2均處于放電狀態(tài)，并且電容C1，C4均處于充電狀態(tài)，在這種狀態(tài)下二極管D2，D4均保持關(guān)斷狀態(tài)。在此模態(tài)，仍然由電容C3和C4串聯(lián)為負(fù)載供電。開關(guān)S1觸發(fā)信號t4時刻到來，進(jìn)入工作模態(tài)1，變換器開始重復(fù)下一個開關(guān)周期的工作。模態(tài)4的電壓方程如下：

2 工作性能分析

2.1 電壓增益分析

由式（1）～式（3）可以得到電感L1～L4中的電流各模態(tài)的電流變化量為

對工件裂紋形貌檢查，選取開裂處切取一個單齒，暴露裂紋面，裂紋面宏觀檢驗(yàn)，裂紋面形貌一致，呈現(xiàn)應(yīng)力型裂紋形貌，如圖3所示。

根據(jù)電路運(yùn)行的對稱性可知：

根據(jù)伏秒積定理，由式（4）～式（9）得到變換器的電壓增益為

2.2 電壓應(yīng)力分析

變換器開關(guān)S1，S2的電壓應(yīng)力分別為

二極管D1，D2，D3的電壓應(yīng)力為

二極管D4的電壓應(yīng)力為

表1列出了SIC-TI-Boost變換器和傳統(tǒng)Boost變換器電壓增益以及開關(guān)管電壓應(yīng)力的對比。

表1 SIC-TI-Boost變換器與傳統(tǒng)Boost變換器對比Tab.1 Comparison of SIC-TI-Boost converter with traditional Boost converter

設(shè)k1=M1/L，k2=M2/L，分別為各電感正向耦合系數(shù)和反向耦合系數(shù)，這里，在前述分析列寫的電壓方程式中，反向耦合電壓均是用負(fù)值表示的，M2在式中是正值，所以反向耦合系數(shù)k2也是正值，即k2是正值代表反向耦合。根據(jù)式（4）～式（8）可以得到各模態(tài)等效電感為

由表1可見，SIC-TI-Boost變換器的電壓增益是傳統(tǒng)交錯并聯(lián)Boost變換器的的4（1+D）倍，它是傳統(tǒng)開關(guān)電感交錯并聯(lián)Boost變換器的2（1+D）倍。傳統(tǒng)Boost變換器具有等于輸出電壓的開關(guān)和二極管電壓應(yīng)力，而SIC-TI-Boost變換器的開關(guān)S1，S2的電壓應(yīng)力僅為Boost變換器的1∕4，二極管D4的電壓應(yīng)力減小相同的幅度，D1，D2，D3的電壓應(yīng)力為Boost變換器的1∕4，均得到了有效降低。

2.3 等效電感分析

根據(jù)SIC-TI-Boost變換器在一個工作周期4個模態(tài)情況下電流波形可以得到支路等效穩(wěn)態(tài)電感為Lss=Leq4，等效暫態(tài)電感為Ltr=Leq1。

3 電感耦合度設(shè)計(jì)準(zhǔn)則

式中：ε為開關(guān)電感耦合后的電流紋波系數(shù)，即相對于非耦合情況的電流紋波倍數(shù)，當(dāng)ε＜1時，開關(guān)電感耦合后的電感電流紋波小于非耦合時的電流紋波；Ldis為非耦合情況下電感值；λ為開關(guān)電感耦合后的電流動態(tài)響應(yīng)系數(shù)。

由式（17）和式（18）可以得到電流紋波系數(shù)ε和電流動態(tài)響應(yīng)系數(shù)λ與正向耦合系數(shù)k1及反向耦合系數(shù)k2的曲線關(guān)系圖如圖4和圖5所示。

圖4 電流紋波系數(shù)ε與正、反向耦合系數(shù)k1，k2關(guān)系曲線Fig.4 Relationship curves of current ripple coefficientε，forward and backward coupling coefficientk1，k2

圖5 電流動態(tài)響應(yīng)系數(shù)λ與正、反向耦合系數(shù)k1，k2關(guān)系曲線Fig.5 Relationship curves of current dynamic response coefficients λ，forward and backward coupling coefficientk1，k2

從圖4可見，在占空比D一定，且正向耦合系數(shù)k1為定值情況下，電流紋波系數(shù)ε變化的基本趨勢是隨著反向耦合系數(shù)k2的增大先減小而后增大，但隨著占空比的變大，ε減小越來越不明顯；在占空比D一定，且反向耦合系數(shù)k2為定值情況下，電流紋波系數(shù)ε變化的基本趨勢是隨著正向耦合系數(shù)k1的增大而減小。從電感耦合后使電流紋波減小的角度，正向耦合系數(shù)k1應(yīng)設(shè)計(jì)的越大越好，而反向耦合系數(shù)k2應(yīng)根據(jù)占空比D的大小選取合理的設(shè)計(jì)值。從圖5和式（18）可見，SIC-TI-Boost變換器的電流動態(tài)響應(yīng)系數(shù)λ與占空比D無關(guān)，正向耦合系數(shù)k1越大，動態(tài)響應(yīng)越慢；相反則是，反向耦合系數(shù)k2越大，動態(tài)響應(yīng)越快。兼顧電感電流紋波和電流動態(tài)響應(yīng)可得如下設(shè)計(jì)準(zhǔn)則：

1）當(dāng)SIC-TI-Boost變換器動態(tài)響應(yīng)設(shè)計(jì)要求不高的情況下，以減小電流紋波降低磁件損耗為設(shè)計(jì)目標(biāo)，正向耦合系數(shù)k1應(yīng)越大也好，盡可能使開關(guān)電感單元中的電感全耦合，反向耦合系數(shù)k2根據(jù)占空比D的大小選取合理的設(shè)計(jì)值。

2）當(dāng)SIC-TI-Boost變換器強(qiáng)調(diào)動態(tài)響應(yīng)設(shè)計(jì)要求情況下，設(shè)計(jì)應(yīng)兼顧電感電流紋波，其基本原則是電感耦合后的電流紋波不能大于未耦合獨(dú)立電感時的電流紋波，因此反向耦合系數(shù)k2的選取范圍應(yīng)使ε＜1。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

樣機(jī)設(shè)計(jì)參數(shù)如下：輸入電壓Uin=12 V，開關(guān)頻率f=50 kHz，輸出電壓Uo=192 V，占空比D=0.6。耦合電感采用EE型磁芯結(jié)構(gòu)，如圖6所示，2個開關(guān)電感單元分別纏繞在EE型磁芯的2個側(cè)柱上，通過磁芯中柱氣隙調(diào)節(jié)開關(guān)電感單元間電感反向耦合系數(shù)大小，耦合電感測試參數(shù)如下：L1=101.02 μH，L2=99.91 μH，L3=100.15 μH，L4=100.21μH，M12=96.24 μH，M34=96.16 μH，M13=51.04 μH，M14=51.17 μH，M23=51.22 μH，M24=51.18 μH。

圖6 “EE”形耦合電感器Fig.6“EE”Coupled Inductor

由此計(jì)算的耦合系數(shù)大小示于表2中。

表2 耦合電感的計(jì)算耦合系數(shù)Tab.2 Computational coupling coefficient of coupling inductance

SIC-TI-Boost變換器的穩(wěn)態(tài)輸入和輸出電壓波形如圖7所示，在輸入電壓12 V條件下，輸出電壓約等于191 V，符合設(shè)計(jì)要求，實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了電壓增益理論分析的正確性。

圖7 輸入輸出電壓實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.7 Input and output voltage experimental waveforms

圖7中，輸出電壓約為191 V，約為輸入電壓12 V的16倍。圖8為開關(guān)管驅(qū)動波形，2個開關(guān)管占空比均為0.6、導(dǎo)通相位差為180°。圖9為開關(guān)管電壓應(yīng)力波形，可見開關(guān)管電壓應(yīng)力遠(yuǎn)小于輸出電壓。

圖8 開關(guān)管驅(qū)動波形Fig.8 Switch tube drive waveforms

圖9 開關(guān)管電壓波形圖Fig.9 Switch voltage waveforms

輸出電壓191 V不變時，變換器效率曲線如圖10所示，從圖10中可以看到變換器輸出功率在80～200 W變化時，約在140 W時曲線趨于平穩(wěn)，變換器效率為93%左右。

圖10 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)效率曲線Fig.10 Efficiency curve of experimental prototype

圖11分別是SIC-TI-Boost變換器在開關(guān)電感耦合與非耦合情況下的電感L1支路的電流波形，在開關(guān)電感耦合情況下電感L1支路電流紋波約等于0.7 A，當(dāng)開關(guān)電感非耦合時，電感支路電流紋波約等于1.4 A。當(dāng)開關(guān)電感耦合與非耦合時，電感電流紋波系數(shù)為0.5，由于測量原因，紋波系數(shù)略有減小，但基本吻合理論分析結(jié)果。圖8表明合理地設(shè)計(jì)SIC-TI-Boost變換器開關(guān)電感單元內(nèi)部正向耦合、開關(guān)電感單元之間反向耦合度，可以大大降低電感支路的電流紋波，從而減少電感損耗。通過上述測試波形，驗(yàn)證了上述理論分析的正確性。

圖11 耦合及非耦合兩種條件下支路電流紋波Fig.11 Branch current ripple under coupled and uncoupled conditions

耦合與非耦合兩種條件下負(fù)載突變時輸出電壓變化情況如圖12所示。

圖12表明SIC-TI-Boost變換器采用開關(guān)電感磁集成后可以有效改善暫態(tài)響應(yīng)速度，提升變換器的動態(tài)電氣指標(biāo)，驗(yàn)證了上述理論分析的正確性，且本文變換器的負(fù)載類型為電阻負(fù)載。

圖12 耦合與非耦合兩種條件下負(fù)載突變時輸出電壓變化情況Fig.12 Output voltage change under coupled and uncoupled load sudden change

5 結(jié)論

本文提出了一種應(yīng)用于光伏并網(wǎng)發(fā)電的新型組合式開關(guān)電感電容DC-DC變換器。分析了變換器的電壓增益、開關(guān)管和二極管電壓應(yīng)力；并給出了各個模態(tài)的等效電路圖和主要工作波形圖；對分立電感磁集成給出了磁件設(shè)計(jì)準(zhǔn)則。通過分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提變換器具有以下特點(diǎn)：

1）該變換器的電壓增益是傳統(tǒng)Boost變換器的4（1+D）倍，變換器的電壓增益較高。

2）在磁集成的情況下，開關(guān)電感單元正向耦合，開關(guān)電感單元之間反向耦合，合理設(shè)計(jì)耦合系數(shù)可以減小電感支路電流紋波，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)在占空比為0.6的情況下，設(shè)計(jì)開關(guān)電感單元正向耦合系數(shù)為0.96，接近全耦合，開關(guān)電感單元之間反向耦合系數(shù)為0.51左右，電感電流紋波減少50%。

3）開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力遠(yuǎn)低于變換器輸出電壓，使得變換器可以采用內(nèi)阻較小的器件，減少了器件損耗。