馬幼捷，趙發(fā)慶，周雪松，劉茂 ，楊豹

（1.天津理工大學(xué)天津市復(fù)雜控制理論重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，天津 300384；2.天津理工大學(xué)電氣電子工程學(xué)院，天津 300384）

隨著大功率電力電子器件的快速發(fā)展和成功應(yīng)用，直驅(qū)永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)已經(jīng)成為我國(guó)風(fēng)力發(fā)電的主力機(jī)型之一[1]，直驅(qū)永磁風(fēng)力發(fā)電機(jī)組（direct-drive permanent magnet synchronous genera-tor，D-PMSG）通過(guò)背靠背雙脈寬調(diào)制（pulse width modulation，PWM）變流器實(shí)現(xiàn)發(fā)電機(jī)和大電網(wǎng)的隔離。然而由于風(fēng)力發(fā)電具有隨機(jī)性、間歇性等特點(diǎn)，改善風(fēng)電并網(wǎng)逆變器的控制策略及并網(wǎng)電能質(zhì)量依舊是當(dāng)前的研究熱點(diǎn)。并網(wǎng)逆變器作為風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)能量轉(zhuǎn)換的重要部分，所受到的擾動(dòng)主要包括兩個(gè)部分：變流器內(nèi)部參數(shù)發(fā)生變化和外部條件變動(dòng)所引起的擾動(dòng)[2]。通常可以增大直流側(cè)電容值來(lái)抑制直流母線(xiàn)電壓的波動(dòng)，但這會(huì)降低系統(tǒng)的響應(yīng)速度，使發(fā)電成本增加、可靠性降低。因此并網(wǎng)逆變器控制策略的研究與應(yīng)用具有重大的工程意義。

當(dāng)前并網(wǎng)逆變器的控制方式主要有電壓定向控制（voltage orientation control，VOC）、直接功率控制（direct power control，DPC）和非線(xiàn)性控制等[3-4]。文獻(xiàn)[5]分析了基于電網(wǎng)電壓矢量定向的網(wǎng)側(cè)逆變器控制策略，實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的單位因數(shù)并網(wǎng)，通過(guò)仿真驗(yàn)證該控制策略的有效性。文獻(xiàn)[6]提出用模糊PI控制技術(shù)和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PI控制技術(shù)取代傳統(tǒng)的PI控制器，提高了并網(wǎng)電流的正弦飽滿(mǎn)度，減少了諧波含量。文獻(xiàn)[7]通過(guò)在電壓外環(huán)使用滑膜變結(jié)構(gòu)控制，內(nèi)環(huán)采用預(yù)測(cè)電流控制，有效地抑制了網(wǎng)側(cè)電流諧波，使得直流側(cè)電壓更加穩(wěn)定。然而上述的研究均忽略了外部環(huán)境的變化、系統(tǒng)模型不確定性以及內(nèi)部參數(shù)攝動(dòng)對(duì)直流側(cè)電壓的影響，嚴(yán)重時(shí)會(huì)影響系統(tǒng)的穩(wěn)定。

自抗擾控制器（active disturbance rejection control，ADRC）自帶擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器（extended state observer，ESO）這個(gè)核心部件，能夠?qū)崟r(shí)估計(jì)并補(bǔ)償系統(tǒng)中的所有擾動(dòng)[8-10]，不僅能夠控制系統(tǒng)內(nèi)部參數(shù)變化引起的擾動(dòng)，還能夠抑制系統(tǒng)外擾帶來(lái)的影響。基于此，本文針對(duì)并網(wǎng)逆變器的電壓外環(huán)設(shè)計(jì)了三階的線(xiàn)性ESO，通過(guò)此觀測(cè)器將擾動(dòng)量以及被控量估計(jì)出來(lái)，然后通過(guò)反饋通道對(duì)擾動(dòng)量進(jìn)行補(bǔ)償，并設(shè)計(jì)一種比例微分（proportional differential，PD）控制器以抑制被控量突變而引起的沖擊，從而設(shè)計(jì)了一種基于二階LADRC的并網(wǎng)逆變器電壓外環(huán)控制器，構(gòu)成新的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，提高了直流側(cè)電壓的抗擾能力。

1 并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型及控制策略

1.1 并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型

三相PWM電壓源型并網(wǎng)逆變器的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示[6]。

圖1 三相PWM電壓源型并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Three-phase PWM voltage source type with network side inverter

圖1中，直流側(cè)用電容代替；L為網(wǎng)側(cè)濾波電感；R為等效電阻；C為網(wǎng)側(cè)濾波電容；ia,ib,ic為三相電感電流；iao,ibo,ico為流向電網(wǎng)電流；ea,eb,ec為電網(wǎng)相電壓；ua,ub,uc為逆變器橋臂中點(diǎn)電壓；Udc為直流母線(xiàn)電壓。

為確定三相PWM電壓源型并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型，針對(duì)圖1所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，作出如下的假設(shè)[1]：1）三相電網(wǎng)電壓為對(duì)稱(chēng)的正弦波電壓，且保持相對(duì)穩(wěn)定；2）主回路電力電子開(kāi)關(guān)器件均為理想開(kāi)關(guān)器件；3）直流母線(xiàn)電壓Udc保持恒定。

首先定義開(kāi)關(guān)函數(shù)如下：

式中：Sk為各橋臂開(kāi)關(guān)函數(shù)的狀態(tài)。

定義了開(kāi)關(guān)函數(shù)之后則可得并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型為

式中：Uan，Ubn，Ucn是各橋臂中點(diǎn)與電網(wǎng)電壓中性點(diǎn)n之間的電壓；Udc為直流側(cè)電壓；Uao，Ubo，Uco為各橋臂中點(diǎn)與下面橋臂節(jié)點(diǎn)O之間的電壓；Uon為下面橋臂的節(jié)點(diǎn)O與電網(wǎng)電壓中性點(diǎn)n之間的電壓；idc為直流側(cè)流進(jìn)的電流；iL為流入電網(wǎng)的電流。因?yàn)槿嗖⒕W(wǎng)逆變器系統(tǒng)對(duì)稱(chēng)，則下式成立：

聯(lián)立以上兩式可得：

因此可得逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

將式（5）轉(zhuǎn)換為式（6）的狀態(tài)方程形式為

從狀態(tài)方程可以看出，通過(guò)控制逆變器的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，就可以改變逆變器輸出的各相電壓，從而改變電流，實(shí)現(xiàn)電能從逆變器輸出到電網(wǎng)。但網(wǎng)側(cè)逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型中含有變化的交流量，這對(duì)我們實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的控制會(huì)造成阻礙，所以必須要將三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型轉(zhuǎn)換為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的模型，將時(shí)變的交流量轉(zhuǎn)化直流量，從而簡(jiǎn)化控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)[11]。

通過(guò)坐標(biāo)變換原理將時(shí)變的交流量轉(zhuǎn)換為直流量，其變換矩陣為[6]

經(jīng)坐標(biāo)變換后可得兩相同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下?tīng)顟B(tài)方程為

式中：ω為電網(wǎng)角頻率；ed,eq分別為電網(wǎng)電壓在兩相d-q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d，q軸分量；id,iq分別為網(wǎng)側(cè)輸入電流在兩相d-q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d，q軸分量；Sd,Sq分別為兩相d-q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d，q軸的開(kāi)關(guān)函數(shù)。

網(wǎng)側(cè)逆變器開(kāi)關(guān)的輸出電壓關(guān)系如下：

由式（8）和式（9）可得風(fēng)電并網(wǎng)逆變器在兩相d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

從式（10）可以看出，通過(guò)坐標(biāo)變換以后，三相靜止坐標(biāo)系中的交流量在兩相d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下全部轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷髁?，因此建立的系統(tǒng)模型得到簡(jiǎn)化，系統(tǒng)的控制器設(shè)計(jì)更加方便。

1.2 電壓定向矢量控制策略的原理

并網(wǎng)逆變器的電壓定向矢量控制（VOC）一般是采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)雙PI控制結(jié)構(gòu)[4]。在該控制方式下能夠保持直流側(cè)電壓的穩(wěn)定，并且可以使交流側(cè)輸出良好的正弦電流波形，使得逆變器達(dá)到單位功率因數(shù)并網(wǎng)的要求。電壓外環(huán)的控制是基于直流側(cè)電壓的給定與反饋的差值來(lái)調(diào)節(jié)的，從而實(shí)現(xiàn)維持電壓穩(wěn)定的目的，外環(huán)的輸出作為內(nèi)環(huán)d軸電流的給定，而電流內(nèi)環(huán)主要是實(shí)現(xiàn)快速跟蹤給定。

在坐標(biāo)變換過(guò)程中，使d軸方向與電網(wǎng)電壓空間矢量E對(duì)齊，即以電網(wǎng)電壓a相峰值點(diǎn)作為旋轉(zhuǎn)角θ的零點(diǎn)，此時(shí)有ed=||E,eq=0，α-β和d-q坐標(biāo)系下的向量圖如圖2所示[4]。

圖2 α-β和d-q坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電壓電流向量圖Fig.2 Voltage and current vector diagrams in the coordinatesystem at α-β and d-q grid-side

圖2中，id，iq分別為側(cè)電流中的有功和無(wú)功分量；ud，uq為輸出的控制量。在穩(wěn)態(tài)時(shí)，由于id，iq均為直流，其微分項(xiàng)等于零，則根據(jù)式（10）可得：

式中：ed為電網(wǎng)電壓的前饋分量，該項(xiàng)能夠克服由電網(wǎng)電壓波動(dòng)造成的擾動(dòng)；ωLid和ωLiq為解耦項(xiàng)，這樣可以分開(kāi)控制有功電流和無(wú)功電流[11]。

在雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)中，為保持直流母線(xiàn)電壓的穩(wěn)定，將電壓外環(huán)的輸出作為電流內(nèi)環(huán)有功電流的給定值；無(wú)功電流由外部給定，為實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)，無(wú)功電流給定值設(shè)為零[1]。有功和無(wú)功電流經(jīng)過(guò)電流內(nèi)環(huán)反饋后，將閉環(huán)輸出疊加到穩(wěn)態(tài)控制方程中，即可輸出控制量ud,uq。圖3為三相電壓型PWM網(wǎng)側(cè)逆變器電壓定向矢量控制框圖。

圖3 網(wǎng)側(cè)逆變器電網(wǎng)電壓矢量定向控制框圖Fig.3 Bock diagram of grid voltage orientation control for grid side inverter

設(shè)kup，kui分別為電壓外環(huán)控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；kip，kii分別為電流內(nèi)環(huán)控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)，可得到最終的系統(tǒng)控制模型[6]：

代入式（10），得：

從上式可以看出，網(wǎng)側(cè)d軸輸出電流的控制模型和網(wǎng)側(cè)q軸輸出電流的控制模型中都只含有各自的分量，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了解耦控制[12]。這樣一來(lái)，在設(shè)計(jì)系統(tǒng)的PI控制器時(shí)就會(huì)更加的準(zhǔn)確和簡(jiǎn)單，對(duì)系統(tǒng)的控制變得更加穩(wěn)定。設(shè)計(jì)控制器之后按“一階最佳”原則來(lái)選取電流內(nèi)環(huán)控制器參數(shù)，以獲得最佳的階躍響應(yīng)；電壓外環(huán)控制器參數(shù)根據(jù)“模最佳”原則來(lái)設(shè)[13]，以獲得最優(yōu)的調(diào)節(jié)性能和保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。由圖3可以看出ud,uq作為控制量輸出后，將與空間矢量脈寬調(diào)制（space vector pulse width modulation，SVPWM）策略接口相連，得到最終的開(kāi)關(guān)函數(shù)以控制網(wǎng)側(cè)逆變器的導(dǎo)通和關(guān)斷。

2 電壓外環(huán)二階LADRC控制器的設(shè)計(jì)

并網(wǎng)逆變器傳統(tǒng)的PI控制是基于誤差來(lái)消除誤差的控制方式，相比擾動(dòng)的影響該種被動(dòng)控制方式存在一定的滯后性。還可能由于初始的控制力過(guò)大導(dǎo)致系統(tǒng)產(chǎn)生振蕩或大的超調(diào)，雖然積分能夠消除系統(tǒng)的誤差，但也會(huì)帶來(lái)系統(tǒng)相角滯后，抑制變化和未知擾動(dòng)的能力不明顯[14]。自抗擾控制（ADRC）能將影響系統(tǒng)控制的一切不確定性因素看成總擾動(dòng)，予以估計(jì)和補(bǔ)償[15]，可將復(fù)雜系統(tǒng)校正為積分串聯(lián)型，以獲得期望的控制性能，并具有對(duì)系統(tǒng)參數(shù)和外部干擾不敏感性、魯棒性強(qiáng)等特點(diǎn)，而且設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單、參數(shù)整定方便、響應(yīng)速度快?；诖?，本文提出基于二階LADRC的并網(wǎng)逆變器電壓外環(huán)控制策略，提高并網(wǎng)逆變器電壓的控制效果。

2.1 二階線(xiàn)性自抗擾的基本原理

自抗擾控制器（ADRC）是韓京清教授提出的一種新型控制器，其主要包括跟蹤微分器（tracking differentiator，TD）、非線(xiàn)性狀態(tài)誤差反饋控制律（nonlinear state error feedback，NLSEF）和擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器（ESO），是解決不確定性、非線(xiàn)性系統(tǒng)控制問(wèn)題的強(qiáng)有力的方法。雖然開(kāi)始ADRC使用了大量的非線(xiàn)性函數(shù)，阻礙了其在工程上的應(yīng)用，但隨著研究的深入，美國(guó)克利夫蘭州立大學(xué)的高志強(qiáng)博士利用頻率尺度的概念，將ESO線(xiàn)性化并引進(jìn)PD控制器，從而設(shè)計(jì)了線(xiàn)性自抗擾控制器（LADRC），并將控制器的參數(shù)與帶寬相聯(lián)系[16]，使得ADRC參數(shù)的整定更加方便，促進(jìn)了ADRC的工程應(yīng)用。接下來(lái)具體分析二階LADRC的核心算法。

假設(shè)有二階系統(tǒng)如下：

式中：u為控制輸入；y為系統(tǒng)輸出；ω為未知外部擾動(dòng)，a1,a2為系統(tǒng)參數(shù)，a1,a2,ω都是未知的；b為控制增益且部分是可知的，假設(shè)已知部分為b0。因此可以將式（14）改寫(xiě)為

其中

式中：f為包含系統(tǒng)內(nèi)部不確定和外部不確定的總擾動(dòng)。

現(xiàn)設(shè)x1=y，x2=˙，x3=f，x3為系統(tǒng)擴(kuò)張的狀態(tài)變量，則式（15）可改寫(xiě)為

其中

式中：x1,x2,x3為狀態(tài)變量。

則可以將式（16）轉(zhuǎn)化為連續(xù)的狀態(tài)空間表達(dá)式如下：

其中

對(duì)應(yīng)的連續(xù)線(xiàn)性擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器（linear extended state observer，LESO）為

整理后最終表達(dá)式為

式中：z1為x1的估計(jì)值；z2為x2的估計(jì)值；z3為f的估計(jì)值；l1，l2，l3為觀測(cè)器增益。

顯然，當(dāng)選擇了合適的觀測(cè)器增益l1，l2，l3，該擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器就能估計(jì)原系統(tǒng)的各個(gè)狀態(tài)變量。取系統(tǒng)的控制量為

忽略z3對(duì)f的估計(jì)誤差，則最初的不確定系統(tǒng)可變形為¨=(f-z3)+u0≈u0，即原來(lái)的非線(xiàn)性控制系統(tǒng)變成了線(xiàn)性的積分器串聯(lián)型控制系統(tǒng)。則二階線(xiàn)性自抗擾控制器可設(shè)計(jì)為

其中

式中：ωc為控制器帶寬。

圖4 二階LADRC控制器結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Structure of second-order LADRC controller

由圖4可見(jiàn)，這樣的結(jié)構(gòu)較為簡(jiǎn)單，只需要調(diào)整ω0，ωc，b0等幾個(gè)參數(shù)就可以完成LADRC的參數(shù)整定工作，可調(diào)參數(shù)較少，易于實(shí)現(xiàn)。

2.2 LADRC控制器的參數(shù)整定原則分析

由式（19）可以得到三階LESO的特征方程為

根據(jù)文獻(xiàn)[16]，為保證系統(tǒng)調(diào)節(jié)時(shí)間短、穩(wěn)定性好，將特征方程的極點(diǎn)配置在-ω0處，則式（22）變換為

由此ω0為L(zhǎng)ESO中唯一需要整定的參數(shù)。ω0越大，LESO的帶寬越大[17]，其觀測(cè)擾動(dòng)的精度越高，控制器的控制品質(zhì)越好。但在實(shí)際的參數(shù)整定中，ω0過(guò)大也會(huì)導(dǎo)致測(cè)量噪聲被放大，不利于對(duì)系統(tǒng)的控制，因此在實(shí)際的工程中ω0不宜選取過(guò)大，要綜合考慮觀測(cè)噪聲對(duì)系統(tǒng)的影響，適當(dāng)調(diào)節(jié)參數(shù)的大小。

由式（21）可得反饋控制系統(tǒng)的特征方程為

為了保證系統(tǒng)響應(yīng)的快速性，將特征方程的極點(diǎn)配置在-ωc處[18]，則式（24）變?yōu)?/p>

可以看出PD控制器中唯一需要整定的參數(shù)是ωc。ωc越大，系統(tǒng)的輸出響應(yīng)越迅速，動(dòng)態(tài)過(guò)程的時(shí)間越短。但在實(shí)際工程參數(shù)整定過(guò)程中ωc越大，會(huì)增加PD控制器的負(fù)擔(dān)，導(dǎo)致系統(tǒng)對(duì)噪聲的敏感程度增加，嚴(yán)重時(shí)會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)失穩(wěn)，因此在實(shí)際工程中整定時(shí)需要平衡系統(tǒng)的快速性與穩(wěn)定性。

2.3 電壓外環(huán)LADRC控制器設(shè)計(jì)

要設(shè)計(jì)電壓外環(huán)的二階LADRC控制器，需首先設(shè)計(jì)三階的線(xiàn)性擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器。由于ADRC具有不依賴(lài)于對(duì)象模型的特點(diǎn)，可將系統(tǒng)的一切不確定因素視為總擾動(dòng)，因此只需要確定系統(tǒng)的輸入和輸出即可[19-20]。風(fēng)電并網(wǎng)逆變器的在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

式中：Sk為開(kāi)關(guān)函數(shù)在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d，q軸分量；ik為網(wǎng)側(cè)電流在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d，q軸分量。

通過(guò)對(duì)式（26）中的第3個(gè)等式求導(dǎo)化簡(jiǎn)后得：

將式（27）的微分方程轉(zhuǎn)化為狀態(tài)空間形式：

式中：狀態(tài)變量x1,x2分別為輸出y=Udc及其微分；x3為擴(kuò)張狀態(tài)變量，表示為系統(tǒng)的總擾動(dòng)；h為f的微分。

根據(jù)式（19）可得電壓外環(huán)的三階LESO為

當(dāng)參數(shù)ω0準(zhǔn)確整定時(shí)，狀態(tài)觀測(cè)器的輸出z1,z2和z3分別收斂于直流母線(xiàn)電壓Udc，Udc的微分信號(hào)以及總擾動(dòng)f。

線(xiàn)性控制律可設(shè)計(jì)為

因此基于LADRC的并網(wǎng)逆變器的控制框圖如圖5所示。

圖5 基于LADRC的網(wǎng)側(cè)逆變器控制框圖Fig.5 Block diagram of LADRC-based grid-side inverter control

3 對(duì)比仿真研究

為了驗(yàn)證本文所設(shè)計(jì)控制方法的有效性，在Matlab/Simulink中搭建1.5 MW直驅(qū)永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的仿真模型，其主要參數(shù)為：額定功率1.5 MW，網(wǎng)側(cè)線(xiàn)電壓690 V，直流母線(xiàn)電壓1 070 V，直流母線(xiàn)電容C=240μF，網(wǎng)側(cè)進(jìn)線(xiàn)等效電阻0.942 Ω，網(wǎng)側(cè)LC濾波器電容147μF，網(wǎng)側(cè)LC濾波器電感Ls=120μH。控制器參數(shù)為：觀測(cè)器帶寬ω0=700 rad/s，控制器帶寬ωc=6 000 rad/s；外環(huán)PI控制器參數(shù)kup=38.4，kui=6.144；內(nèi)環(huán)PI控制器參數(shù)kip=0.2，kii=1.57。本文提出的控制方法和傳統(tǒng)的基于電網(wǎng)電壓定向的矢量控制方法進(jìn)行對(duì)比仿真分析。

3.1 正常運(yùn)行時(shí)的仿真實(shí)驗(yàn)分析

系統(tǒng)在無(wú)擾動(dòng)的情況下，僅是控制方式不同，其他條件相同，仿真時(shí)間為3 s。此時(shí)直流母線(xiàn)電壓在兩種控制方式的仿真波形如圖6所示。圖6a為在傳統(tǒng)控制方式下，并網(wǎng)逆變器的直流側(cè)母線(xiàn)電壓波形，進(jìn)入穩(wěn)定之前最大值超過(guò)了1.009（標(biāo)幺值），大約在0.115 s時(shí)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，即直流母線(xiàn)電壓達(dá)到額定值1.0（標(biāo)幺值），通過(guò)在2～2.5 s局部放大圖可以看出，電壓的抖動(dòng)幅度較大。圖6b為在本文控制方式下的直流母線(xiàn)電壓，進(jìn)入穩(wěn)定之前的最大幅值為1.005（標(biāo)幺值），大約在0.100 s就進(jìn)入穩(wěn)定，較傳統(tǒng)方式系統(tǒng)響應(yīng)速度快，從2～2.5 s局部放大圖中可以看出電壓幅值的抖動(dòng)范圍比傳統(tǒng)控制方式小，電壓更穩(wěn)定。

圖6 直流母線(xiàn)電壓仿真對(duì)比圖Fig.6 Simulation comparison chart of DC bus voltages

圖7為a相并網(wǎng)電流的諧波分析對(duì)比圖。

圖7 a相并網(wǎng)電流的諧波分析對(duì)比Fig.7 Harmonic analysis of a phase current

圖8為a相電網(wǎng)電壓諧波對(duì)比仿真圖。

圖8 a相電網(wǎng)電壓諧波對(duì)比仿真Fig.8 Harmonic comparison simulation of a phase voltage at network side

通過(guò)圖7和圖8可以看出本文的控制方式能明顯地抑制并網(wǎng)電流的和網(wǎng)側(cè)電壓的諧波，并網(wǎng)電流諧波含量由2.13%下降到1.55%，網(wǎng)側(cè)電壓的諧波含量由0.36%下降到0.17%，使得輸出的正弦波形飽滿(mǎn)度更高，提高了并網(wǎng)的電能質(zhì)量。

3.2 擾動(dòng)情況下的仿真實(shí)驗(yàn)分析

圖9為電網(wǎng)電壓波動(dòng)圖。如圖9所示，當(dāng)系統(tǒng)在2.1 s時(shí)電網(wǎng)電壓突然升高，持續(xù)時(shí)間為0.3 s。系統(tǒng)仿真時(shí)間為3 s，其他條件相同，兩種控制方式的直流母線(xiàn)電壓波形對(duì)比如圖10所示。

圖9 電網(wǎng)電壓驟升110%Fig.9 The grid voltage swells 110%

圖10 電網(wǎng)電壓驟升時(shí)兩種控制方式下直流母線(xiàn)電壓對(duì)比Fig.10 Comparison of DC bus voltages with two control methods when the grid voltage rised

由圖10可以看出當(dāng)電網(wǎng)電壓突然升高至1.1（標(biāo)幺值）時(shí)，傳統(tǒng)控制方式直流母線(xiàn)電壓驟升至1.027（標(biāo)幺值），而本文LADRC控制則為1.019（標(biāo)幺值）。故障結(jié)束后傳統(tǒng)控制方式在2.5 s時(shí)刻恢復(fù)穩(wěn)定，而LADRC控制在2.45 s就恢復(fù)穩(wěn)定了?？梢?jiàn)，本文控制方式明顯優(yōu)于傳統(tǒng)控制方式。

4 結(jié)論

為了提高直驅(qū)永磁風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)逆變器直流側(cè)電壓的穩(wěn)定，針對(duì)傳統(tǒng)PI控制器的不足，首次設(shè)計(jì)一種二階LADRC的電壓外環(huán)控制器，并實(shí)現(xiàn)了良好的控制效果。仿真對(duì)比實(shí)驗(yàn)表明，所設(shè)計(jì)的電壓外環(huán)控制器大幅度提高了電壓的響應(yīng)速度、減小了直流電壓的波動(dòng)、減小了并網(wǎng)電流和網(wǎng)側(cè)電壓的諧波、提高了風(fēng)能利用率，即使受到外界的擾動(dòng)時(shí)，控制效果也優(yōu)于傳統(tǒng)的基于PI的控制器，仿真實(shí)驗(yàn)也充分證明了所設(shè)計(jì)控制器的有效性。本文設(shè)計(jì)的二階LADRC控制器為風(fēng)電并網(wǎng)逆變器控制提供了新的思路，具有一定的工程應(yīng)用價(jià)值。