鄧向科,張文政,李正綱

(中國(guó)空間技術(shù)研究院西安分院,西安 710000)

0 引言

目前,通信衛(wèi)星系統(tǒng)向著更高頻率、更寬信號(hào)帶寬及通信容量(Tpbs)的方向發(fā)展[1-4]。 近年來(lái)高通量通信衛(wèi)星系統(tǒng)(HTS)不斷發(fā)展[5-9]。 HTS 系統(tǒng)信道帶寬很寬,能夠?yàn)橛脩?hù)提供高速的Internet 業(yè)務(wù),特別是艦船、飛機(jī)等動(dòng)中通業(yè)務(wù)和偏遠(yuǎn)地區(qū)的互聯(lián)網(wǎng)絡(luò)業(yè)務(wù),為HTS 衛(wèi)星系統(tǒng)專(zhuān)屬業(yè)務(wù)領(lǐng)域。 HTS 衛(wèi)星系統(tǒng)要實(shí)現(xiàn)通信容量的跨越式發(fā)展,重點(diǎn)需要突破帶寬資源的限制,提升頻譜利用效率。 頻率利用效率受通信體制、地面系統(tǒng)、星上載荷等多方面工程因素制約,并且理論上也存在香農(nóng)極限的制約。 因此,拓展帶寬資源是技術(shù)突破的重要方向。 Q/V 頻段帶寬資源豐富,可提供給通信業(yè)務(wù)5 GHz 的帶寬,把HTS 載荷頻率拓展到Q/V 頻段是高通量通信系統(tǒng)的必然技術(shù)。 V 頻段接收機(jī)作為Q/V 饋電載荷中的關(guān)鍵設(shè)備[10-13],實(shí)現(xiàn)地面V 頻段上行信號(hào)的低噪聲接收、變頻及放大。 文章報(bào)導(dǎo)一種采用多芯片組件(MCM)技術(shù)的星載V 頻段接收機(jī)的設(shè)計(jì)和工程實(shí)現(xiàn)方法。 解決了毫米波頻段星載接收機(jī)的穩(wěn)定性設(shè)計(jì)、寬帶互聯(lián)設(shè)計(jì)和整機(jī)集成設(shè)計(jì)技術(shù)。

1 V 頻段接收機(jī)方案及組成

1.1 指標(biāo)要求

V 頻段接收機(jī)的功能指標(biāo)如下所示:

輸入頻率:49 ~51.5 GHz

輸出頻率:17.7 ~20.2 GHz

工作帶寬:2.5 GHz

本振頻率:31.3 GHz

增益:60±2 dB

增益平坦度:2.5 dB

噪聲系數(shù):4.5 dB

可以看出該接收機(jī)頻段高、帶寬寬,對(duì)產(chǎn)品的高頻寬帶互聯(lián)特性,射頻集成方式提出了較大挑戰(zhàn)。

1.2 設(shè)計(jì)方案及組成

V 頻段接收機(jī)主要由V 頻段低噪放模塊、V/Ka下變頻器射頻MCM 模塊、本振MCM 模塊和二次電源四部分組成,接收機(jī)的實(shí)現(xiàn)框圖如圖1 所示。

圖1 V 頻段接收機(jī)組成框圖Fig.1 Building blocks of V band receiver

1)V 頻段低噪聲放大器模塊采用基于MHEMT低噪聲工藝的微波單片集成電路芯片(MMIC),通過(guò)多級(jí)級(jí)聯(lián)封裝在一只波導(dǎo)管殼內(nèi),實(shí)現(xiàn)接收機(jī)前端低噪聲接收和放大功能。

2)V/Ka 下變頻通道采用一次變頻實(shí)現(xiàn)V 頻段信號(hào)至Ka 頻段信號(hào)的變頻、濾波和放大。 該模塊基于MCM 技術(shù),所有電路均通過(guò)裸芯片實(shí)現(xiàn),封裝在統(tǒng)一的管殼內(nèi)。 為實(shí)現(xiàn)腔體隔離和電磁屏蔽,射頻鏈采取獨(dú)立分腔,腔體間通過(guò)垂直互聯(lián)實(shí)現(xiàn)信號(hào)傳輸。

3)本振電路[14]通過(guò)梳妝譜發(fā)生器和數(shù)字混頻環(huán)電路將輸入的100 MHz 參考鎖定在C 頻段,再經(jīng)過(guò)8 倍頻得到最終的本振信號(hào)。 該模塊也采用MCM 技術(shù),所有電路均通過(guò)裸芯片實(shí)現(xiàn),封裝在統(tǒng)一的管殼內(nèi)。

2 單元電路仿真與關(guān)鍵技術(shù)實(shí)現(xiàn)

2.1 V 頻段低噪放

2.1.1 低噪放穩(wěn)定性設(shè)計(jì)

V 頻段低噪放工作頻率高,同時(shí)采用70 nm 工藝的低噪聲放大器單片的增益在高頻下降緩慢,給低噪放整體的穩(wěn)定性設(shè)計(jì)提出了較大挑戰(zhàn)。 本文對(duì)低噪放腔體和電路基板布局進(jìn)行三維全波電磁仿真,其本基模電磁場(chǎng)分布及穩(wěn)定性仿真結(jié)果如圖2所示。

圖2 V 頻段低噪放基模電場(chǎng)分布及穩(wěn)定性仿真Fig.2 Simulation of V band LNA electromagnetic field and stability factor

模塊使用的MMIC 低噪聲放大器單片在上述諧振頻率處增益均小于0 dB,因此不存在諧振耦合導(dǎo)致放大鏈路閉環(huán)增益大于0 dB 的風(fēng)險(xiǎn),理論上不存在這種形式的自激產(chǎn)生。 同時(shí)由基模電磁場(chǎng)云圖可知,諧振電磁場(chǎng)未在射頻傳輸路徑上,且該諧振場(chǎng)集中的地方本文設(shè)計(jì)了低頻的饋電電路進(jìn)一步破壞了該模式的場(chǎng)分布,因此不存在該模式導(dǎo)致的自激風(fēng)險(xiǎn)。

2.1.2 V 頻段微帶至波導(dǎo)轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)

低噪放電路對(duì)噪聲系數(shù)要求嚴(yán)苛,波導(dǎo)至微帶轉(zhuǎn)換電路位于低噪放的前級(jí),其插入損耗直接影響了整體電路的噪聲系數(shù)特性。 本文采取微帶探針的形式實(shí)現(xiàn)微帶至波導(dǎo)的轉(zhuǎn)換,保證電路低插入損耗。具體結(jié)構(gòu)如圖3 所示,將微帶片伸入波導(dǎo)E 面,其仿真結(jié)果如圖3 所示。

圖3 V 頻段波導(dǎo)微帶轉(zhuǎn)換仿真Fig.3 Simulation of V band waveguide to microstrip transition

2.1.3 低噪放整體設(shè)計(jì)

V 頻段低噪聲放大器模塊采用非密封波導(dǎo)形式的結(jié)構(gòu),整個(gè)模塊的輸入輸出波導(dǎo)口從寬邊被等分劈成兩半,從波導(dǎo)寬邊劈開(kāi)可以保證劈開(kāi)的縫隙不割斷波導(dǎo)內(nèi)壁的射頻電流路徑,減小了輻射損耗,也改善了EMC 性能。

通過(guò)將結(jié)構(gòu)和電路進(jìn)行場(chǎng)路結(jié)合仿真,得到的低噪放整體仿真結(jié)果如圖4 所示。 從仿真結(jié)果可知,V 頻段低噪放噪聲系數(shù)為3. 5 dB,增益大于40 dB,滿(mǎn)足指標(biāo)要求。

圖4 V 頻段低噪放仿真曲線(xiàn)Fig.4 Simulation of V band LNA

2.2 V/Ka 變頻通道

2.2.1 V 頻段微帶-同軸-波導(dǎo)轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)

變頻部分電路對(duì)噪聲系數(shù)要求不高,在V 頻段采用了微帶-同軸-波導(dǎo)的轉(zhuǎn)換電路,應(yīng)用此結(jié)構(gòu)的好處是管殼中使用一段玻璃同軸絕緣子實(shí)現(xiàn)信號(hào)傳輸,可以保證整個(gè)電路的密封性。

該轉(zhuǎn)換電路包括兩個(gè)部分,波導(dǎo)至同軸轉(zhuǎn)換采用E 面探針的形式,同軸至微帶的轉(zhuǎn)換采用空氣同軸補(bǔ)償設(shè)計(jì),極大的改善了高頻的互聯(lián)特性,其仿真模型和仿真結(jié)果如圖5 和圖6 所示。 從仿真結(jié)果可看出,兩端過(guò)渡結(jié)構(gòu)在 V 頻段回波損耗均優(yōu)于-20 dB,滿(mǎn)足整體的互聯(lián)要求。

圖5 V 頻段波導(dǎo)同軸轉(zhuǎn)換仿真Fig.5 Simulation of V band waveguide to coaxial transition

圖6 V 頻段同軸微帶轉(zhuǎn)換仿真Fig.6 Simulation of V band coaxial to microstrip transition

表1 V 頻段波導(dǎo)同軸轉(zhuǎn)換模型參數(shù)Tab.1 Parameters of V band waveguide to coaxial transition

表2 V 頻段同軸微帶轉(zhuǎn)換模型參數(shù)Tab.2 Parameters of V band coaxial to microstrip transition

2.2.2 V/Ka 變頻通道整體設(shè)計(jì)

V/Ka 變頻通道采取采用MCM 技術(shù)實(shí)現(xiàn)多芯片的集成,整個(gè)電路采用正反兩面布局。 射頻面共分為5 個(gè)獨(dú)立的腔體。 在電路的正面有一個(gè)高頻腔體,其功能上實(shí)現(xiàn)V 頻段信號(hào)的放大,V 頻段至Ka 頻段信號(hào)的變頻。 該腔體內(nèi)信號(hào)組成復(fù)雜,頻率范圍從Ka 頻段至V 頻段,本文重點(diǎn)分析了該腔體內(nèi)的頻率分量及諧振模式分布。 對(duì)腔體內(nèi)部的結(jié)構(gòu)和電路基板進(jìn)行了詳細(xì)的建模。 得到最低的諧振頻率為41 GHz,通過(guò)觀察整個(gè)腔體的諧振場(chǎng)分布,可看出該腔體的前5 個(gè)諧振模式均集中在混頻后低頻腔體,該低頻腔體的最高工作頻率21 GHz 遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于第一諧振模式41 GHz。 此外,高頻腔體傳輸和隔離特性對(duì)模塊穩(wěn)定性影響較大,本文對(duì)含有電路基板的腔體傳輸和隔離進(jìn)行了詳細(xì)仿真,仿真結(jié)果表明其各端口的隔離特性遠(yuǎn)大于有源芯片的增益。 綜合上述兩點(diǎn)分析,設(shè)計(jì)可以保證電路的穩(wěn)定性。

在上述工作的基礎(chǔ)上,將有源芯片的S 參數(shù)文件和結(jié)構(gòu)與電路基板三維電磁場(chǎng)仿真得到的多端口S 參數(shù)文件進(jìn)行級(jí)聯(lián),得到變頻通道場(chǎng)路結(jié)合整體仿真的結(jié)果如圖7、圖8 所示。

圖7 V 頻段變頻器仿真結(jié)果Fig.7 Simulation of V band convertor

圖8 V 頻段變頻器實(shí)物Fig.8 Photograph of V band convertor

2.3 本振電路設(shè)計(jì)

本振電路實(shí)現(xiàn)框圖如圖1 所示,其主要包含鎖相環(huán)電路和倍頻電路兩部分。 其中頻率源電路基于諧波發(fā)生加混頻的設(shè)計(jì)原理,將輸入?yún)⒖夹盘?hào)經(jīng)過(guò)功分器一分為二,一路作為微波鎖相頻率源的參考信號(hào),另一路經(jīng)過(guò)放大后作為諧波發(fā)生器的輸入信號(hào),諧波發(fā)生器產(chǎn)生的信號(hào)經(jīng)過(guò)帶通濾波器濾波后作為混頻器的射頻輸入信號(hào),振蕩器輸出的信號(hào)耦合一部分再作為混頻器本振輸入信號(hào)。 混頻后的中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)濾波放大后進(jìn)入鑒相器與參考信號(hào)進(jìn)行鑒相,實(shí)現(xiàn)環(huán)路對(duì)振蕩器輸出信號(hào)的鎖定。 該頻率源輸出的信號(hào)經(jīng)過(guò)8 倍頻鏈路倍頻后得到最終的V頻段接收機(jī)本振信號(hào)。

3 V 頻段接收機(jī)實(shí)物驗(yàn)證結(jié)果

對(duì)V 頻段接收機(jī)的主要性能進(jìn)行了詳細(xì)測(cè)試,測(cè)試結(jié)果如表3 所列,增益平坦度和噪聲系數(shù)實(shí)測(cè)曲線(xiàn)如圖9 所示。

圖9 增益平坦度及噪聲系數(shù)測(cè)試曲線(xiàn)Fig.9 Test curve of gain flatness and noise figure

表3 V 頻段接收機(jī)性能指標(biāo)Tab.3 Performance and requirement of V band receiver

4 結(jié)論

本文給出了一種星載V 頻段接收機(jī)的設(shè)計(jì)和工程實(shí)現(xiàn)方法。 通過(guò)精確仿真實(shí)現(xiàn)了毫米波頻段星載接收機(jī)的高性能指標(biāo)。 設(shè)備的工作帶寬達(dá)到2.5 GHz,是現(xiàn)有通信衛(wèi)星載荷中帶寬最寬的接收機(jī)。 噪聲系數(shù)小于3.5 dB,滿(mǎn)足系統(tǒng)使用要求。同時(shí)通過(guò)采用微波多芯片組件技術(shù)進(jìn)行集成,使得設(shè)備的重量大大減小,且目前已經(jīng)通過(guò)了地面鑒定級(jí)試驗(yàn)驗(yàn)證,完全具備上行應(yīng)用的條件。 后續(xù)還將進(jìn)行地面壽命加速試驗(yàn),進(jìn)一步積累接收機(jī)地面可靠性驗(yàn)證數(shù)據(jù)。