張宇辰，湯 雨，凌躍勝

(1.河北工業(yè)大學電氣工程學院省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點實驗室，天津 300130；2.河北工業(yè)大學電氣工程學院河北省電磁場與電器可靠性重點實驗室，天津 300130)

在可再生能源中，太陽能、氫能的主要利用方式為光伏發(fā)電和燃料電池發(fā)電，具有可再生、經濟環(huán)保、可以為偏遠地區(qū)提供電能等優(yōu)點。但是在并網發(fā)電系統(tǒng)中，光伏、燃料電池的輸出電壓與并網發(fā)電系統(tǒng)中所需的直流電壓相差很大，因此，實現高增益、高效電能變換的直流升壓變換器是當前研究重點。

隔離型升壓變換器[1]通過調節(jié)原副邊線圈的匝數比來調整電壓增益，獲得較高的輸出電壓，但是由于匝數比的增大使得原副邊線圈的耦合性低，變換器的漏感較大，從而造成輸入電流的紋波較大、變換器的效率低等問題。在非隔離型變換器中，如果采用傳統(tǒng)Boost 變換器[2]，在理論分析中通過將占空比提高至接近于1 時，可以獲得極高的電壓增益，但在實際中，當占空比大于一定的數值后，由于電感器、電容器中內阻以及開關管寄生參數的影響，造成較大的電感電流紋波、開關管關斷電流以及二極管的電壓應力等問題，變換器的效率降低，不能實現變換器的高增益。通過利用開關電容單元也可以提高變換器的增益比，但是由于開關電容[3-4]個數增加，電容充放電過程中容易產生尖峰電流，同時增加了成本，降低了效率。

一些文獻利用開關電感[5]的方法實現變換器的高增益，但是需要增加額外的電容器或二極管，這些額外的組件增大了功率損耗，降低了效率?；隈詈想姼衃6]的非隔離型直流升壓變換器雖然可以實現高增益，但是其電路復雜，增大了輸入電流紋波，且需要增加額外的電路來吸收耦合電感中的漏感能量。轉換器的額外電路也會增加功率損耗、成本和整體電路的質量。文獻[7]提出的變換器利用電容器作為電壓源實現電壓高增益，但是電容在充放電時，容易產生尖峰脈沖且輸入電流是脈動的，增加了功率損耗，減低了效率。

本文研究了一種高增益雙開關升壓變換器，其基本思路為：利用同步脈沖寬度調制(PWM)波形控制開關管的導通與關斷，將電感器L1中的電能通過電容器間接傳遞給電感器L2，從而實現變換器直流電壓的高增益、輸入電流的連續(xù)性以及低電感電流，提高了效率。

1 拓撲結構與工作原理

1.1 拓撲結構

從理論上，根據傳統(tǒng)Boost 變換器的電壓增益表達式，在占空比接近于1 時，其電壓增益很大。但是，由于變換器中各個組件寄生參數的影響，在占空比大于一定的數值后，其變換器的電壓增益大大降低。除此之外，還存在一些問題：電感器存在較大的電流紋波；二極管的導通時間變短且通過的輸出電流峰值很大，反向恢復損耗嚴重；由于開關管關斷電流較大，開關損耗也較大；變換器的效率大大降低。

為了使變換器實現電壓高增益，提出了一種低輸入紋波雙開關高增益變換器，其拓撲結構如圖1 所示。該變換器由兩個半導體開關管S1、S2，兩個二極管D1、D2，兩個電感器L1、L2，兩個電容器C1、C2構成。當開關管導通時，電源VS和電容器C1串聯(lián)對電感器L2進行充電，電感器L2的電流增加，同時電源VS對電感器L1進行充電，電感器L1的電流增加。當開關管關斷時，電源VS和電感器L1對電容器C1充電，電容器C1的電壓增大，同時電源VS和電感器L2對電容器C2和負載R提供電能，從而增大輸出電壓。將兩個電感器的一側接入到輸入端，保持輸入電流連續(xù)性的同時，電感器的電流也較小，從而提高效率。

圖1 高增益雙開關升壓變換器

1.2 工作原理

該變換器中的兩個開關管同步PWM 信號驅動。圖2 為該變換器在一個開關周期內的主要波形，在一個開關周期內變換器有兩種工作模態(tài)，兩種工作模態(tài)的等效電路圖如圖3～4 所示。

圖2 變換器的主要波形

圖3 工作模態(tài)1

圖4 工作模態(tài)2

工作模態(tài)1：變換器在半導體開關管S1和S2導通時的情況如圖3 所示。此時二極管D1和D2由于反向偏置電壓不導通。電源VS給電感器L1充電的同時，與電容器C1串聯(lián)給電感器L2充電，電感器L1和L2的電流增加；電容器C1的電壓減??；負載由電容器C2提供電能。在該工作模式下，電感器L1和L2以及電容器C1和C2的狀態(tài)表達式如式(1)所示。

工作模態(tài)2：變換器在半導體開關管S1和S2斷開時的情況如圖4 所示。此時二極管D1和D2受正向偏置電壓導通。電源與電感器L2串聯(lián)給負載提供能量，同時為電容器C2充電，電感器L2的電流減??；電源與電感器L1串聯(lián)為電容器C1充電，電感器L1的電流減小，電容器C1的電壓增加。在該工作模式下，電感器L1和L2以及電容器C1和C2的狀態(tài)表達式如式(2)所示。

根據伏秒平衡原理，電感器在穩(wěn)定狀態(tài)下的輸出電壓為0。因此，根據式(1)～(2)，可得直流電壓增益：

進一步簡化式(3)，可得連續(xù)導通模態(tài)下變換器的直流電壓增益G：

2 參數設計

為了驗證上述分析的正確性，對高增益雙開關升壓變換器進行仿真驗證，其主要參數為：輸入電壓VS為40 V；輸出電壓VO為380 V；輸出功率PO為500 W；開關頻率?S為100 kHz。

2.1 電感器L1、L2設計

根據圖2 中開關管S1、S2導通狀態(tài)下，可得電感電流的紋波表達式：

選擇電感器電流紋波小于電感電流的平均值的20%進行設計。將變換器的主要參數值帶入式(6)可得電感器的參數值，取電感器L1=0.16 mH，L2=1.5 mH。

2.2 電容器C1、C2設計

理論分析中一般將電容器認為恒壓源，但是在實際中電容電壓存在波動。根據圖2，在開關管S1、S2導通狀態(tài)下，可得電容器電壓的紋波表達式：

選擇電容器C1、C2電壓紋波小于電容電壓的平均值的1%進行設計。將變換器的主要參數值帶入式(8)可得電容器的參數值，取電容器C1=22.5 μF，C2=2.35 μF。

3 性能分析與比較

3.1 性能分析

基于上述該變換器在穩(wěn)態(tài)中連續(xù)導通模態(tài)下運行的理論分析，設該變換器中的各個組件均為理想的。根據式(1)～(2)可得到該變換器中各個組件相應的電壓、電流應力表達式，如表1 所示。

表1 該變換器各組件電壓、電流表達式

3.2 性能比較

本文對一些使用較少組件的變換器與高增益雙開關升壓變換器進行了性能的對比，變換器各項參數對比如表2所示。

表2 該變換器與其他變換器的性能對比

變換器的電壓增益對比圖如圖5 所示。圖5 和表2 證明了高增益雙開關升壓變換器在相同占空比下具有更高的電壓增益。對比文獻[5-7]提出的升壓變換器，本文研究的高增益雙開關升壓變換器組件更少，電壓增益更高，并且其輸入端的電流無脈動，工作性能更好。文獻[8]提出的變換器減小了輸入電流的脈動性，但是其控制復雜，電壓增益在占空比大于0.333 時較低，開關管在電壓增益大于5 時承受較大的電壓應力。

圖5 電壓增益對比圖

4 仿真分析與驗證

4.1 電壓增益的驗證分析

為了證明上述理論的正確性，本文利用Matlab/Simulink軟件對該變換器進行仿真驗證，其各組件的參數值為：輸入電壓VS為40 V；輸出電壓VO為380 V；輸出功率PO為500 W；開關頻率fS為100 kHz；電感器L1=0.16 mH，L2=1.5 mH；電容器C1=22.5 μF，C2=2.35 μF。當輸入電壓為40 V，占空比為0.675 6 時，仿真輸出電壓為375.8 V。與理論計算值大致相等，輸出電壓波形如圖6 所示。此時電壓增益達到了9.5 倍，與傳統(tǒng)Boost 變換器相比，電壓增益極大地得到提高，驗證了該變換器能夠實現電壓高增益的特性。此外，還對該變換器與傳統(tǒng)Boost 變換器在占空比接近于1 時進行仿真對比，選取占空比D為0.8 時，其輸出電壓對比如圖7 所示。該變換器輸出電壓的平均值為619.482 V，而傳統(tǒng)Boost 變換器輸出電壓的平均值為124.949 V，該變換器的輸出電壓遠遠大于傳統(tǒng)Boost 變換器的輸出電壓。

圖6 輸出電壓VO波形

圖7 該變換器與傳統(tǒng)Boost變換器電壓對比圖

4.2 輸入電流與電感電流的驗證分析

分別測量了輸入電流和電感電流，如圖8 所示，輸入電流是連續(xù)的。電感器L1的電流平均值為8.32 A，電感器L2的電流平均值為3.985 A，其電流紋波均小于20%。與上述文獻的變換器相比，該變換器的兩個電感器在輸入電流端為并聯(lián)，流入電感內的電流變小，同時保持了輸入電流的連續(xù)性。

5 結論

本文研究了具有雙開關的高增益升壓變換器，通過仿真與一些現有變換器的性能對比，表明該變換器具有以下優(yōu)點：能夠實現高電壓增益，輸出電壓明顯得到提高；輸入電流連續(xù)；電感電流值低。本文研究的高增益雙開關升壓變換器可以應用在中、小型光伏發(fā)電系統(tǒng)中，是并網時可以考慮的變換器之一。

圖8 輸入電流與電感電流波形