穆 藍(lán)，肖蕙蕙，2，郭 強(qiáng)，2，李 山，2，周琛力

（1.重慶理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，重慶 400054；2.重慶市能源互聯(lián)網(wǎng)工程技術(shù)研究中心，重慶 400054）

按照直流側(cè)儲(chǔ)能形式的不同，脈寬調(diào)制（pulse-width modulating，PWM）變流器分為電壓源型變流器（voltage source converter，VSC）和電流源型變流器（current source converter，CSC），兩者拓?fù)渥裱瓕ε荚瓌t［1］。VSC因其直流側(cè)元件儲(chǔ)能效率高、元件體積小等因素被廣泛應(yīng)用，早期的研究及應(yīng)用主要以VSC為主［2］。隨著寬禁帶半導(dǎo)體器件研究的不斷深入，限制CSC儲(chǔ)能的問題得以有效解決，與基于Boost升壓原理的VSC相比，基于Buck降壓原理的CSC優(yōu)勢在于直流側(cè)電壓可調(diào)。電力電子變流器作為負(fù)載與電網(wǎng)的接口，因其強(qiáng)非線性特性在運(yùn)行時(shí)也向電網(wǎng)注入大量高次諧波，從而降低系統(tǒng)電能質(zhì)量。其中，對中小功率等級變流器研究主要集中在怎樣降低功率半導(dǎo)體的開關(guān)損耗以及提高變流器恒流、恒壓的輸出性能上。因此，如何有效減少變流器產(chǎn)生的網(wǎng)側(cè)電流諧波，合理抑制直流側(cè)電感電流紋波顯得尤為重要。在工程實(shí)際應(yīng)用中通常采用增大電感值或提高開關(guān)頻率等方法減小直流側(cè)電流紋波，但增大電感不僅會(huì)降低裝置動(dòng)態(tài)響應(yīng)，體積變大也使經(jīng)濟(jì)效益減小。提高開關(guān)管頻率會(huì)增加開關(guān)管損耗，降低變流器效率。因此，在不增加損耗和成本的前提下，有效減小電感電流紋波，降低網(wǎng)側(cè)諧波成為近年來的研究熱點(diǎn)。李寧等［3］基于電壓源型整流器提出一種通過合理控制扇區(qū)過渡的12扇區(qū)空間矢量調(diào)制方法，配合直接功率控制解決了瞬時(shí)功率異常波動(dòng)的問題，但該方法主要是控制策略起主導(dǎo)作用，未體現(xiàn)調(diào)制技術(shù)的優(yōu)越性。Baumann M等［4］基于 Buck／Boost組合型變流器拓?fù)涮岢鲆环N與傳統(tǒng)6扇區(qū)矢量序列不同的調(diào)制方法，通過優(yōu)化分配零矢量從而有效減小直流側(cè)電流紋波，但由于開關(guān)頻率增大，使得系統(tǒng)功率損耗增加。He y［5］提出一種新型零矢量序列交替的調(diào)制策略，該方法通過減小直流側(cè)電感電流紋波進(jìn)而降低網(wǎng)側(cè)電流諧波，但此調(diào)制技術(shù)略顯復(fù)雜，工程實(shí)現(xiàn)有一定難度。董硯［6］采用一種新型雙閉環(huán)控制策略，外環(huán)為直流恒流控制，內(nèi)環(huán)由比例諧振控制與低次諧波補(bǔ)償相結(jié)合的方式有效實(shí)現(xiàn)在不平衡電網(wǎng)下，對網(wǎng)側(cè)電流進(jìn)行無靜差跟蹤，對直流側(cè)電感電流紋波有一定抑制。雖然仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果能夠體現(xiàn)該策略的有效性，但未量化分析電流紋波的變化。

本文首先基于三相電流源型變流器的數(shù)學(xué)模型，分析了傳統(tǒng)6扇區(qū)空間矢量調(diào)制技術(shù)。在此基礎(chǔ)上提出一種新型12扇區(qū)空間矢量調(diào)制序列，詳盡分析了從參考電流矢量所在位置判定對應(yīng)扇區(qū)，計(jì)算各段電流矢量動(dòng)作時(shí)間，再到選取最優(yōu)開關(guān)順序的換流過程。然后，分析了傳統(tǒng)6扇區(qū)在時(shí)域模式下的電流紋波表達(dá)式，闡述傳統(tǒng)調(diào)制方法存在的問題，并與12扇區(qū)時(shí)域表達(dá)式進(jìn)行量化分析。最后，通過實(shí)驗(yàn)對比了兩種調(diào)制策略在網(wǎng)側(cè)電流跟隨性、網(wǎng)側(cè)電流頻譜分析和直流側(cè)電感電流紋波抑制能力等性能。

1 CSC系統(tǒng)工作分析

1.1 三相電流源型變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)建模

三相CSR主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，網(wǎng)側(cè)電感L和電容C構(gòu)成二階低通濾波，可以濾除電網(wǎng)高次諧波［5］。ea、eb、ec為電網(wǎng)電壓，ia、ib、ic為網(wǎng)側(cè)電流，isa、isb、isc為交流側(cè)輸入電流，開關(guān)器件 Sk（k＝1，2，…，6）由 IGBT與二極管串聯(lián)組成，控制電流的導(dǎo)通與關(guān)斷。直流側(cè)Ldc作為儲(chǔ)能電感，Df續(xù)流二極管為電感Ldc續(xù)流，防止開光管故障時(shí)造成開路，簡化控制邏輯。直流側(cè)電容Co為穩(wěn)壓器件防止電壓過快降低，RL為輸出負(fù)載，m為調(diào)制函數(shù)。

圖1 三相電流源型變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)線路圖

三相CSC直流側(cè)電感回路不允許突變，因此需采用三值邏輯信號(hào)發(fā)生技術(shù)，用σk表示三相CSC各橋臂開關(guān)管的導(dǎo)通、關(guān)斷狀態(tài)，其中k＝a，b，c，定義為：

由伏秒平衡原理和安秒平衡原理可得：

1.2 傳統(tǒng)6扇區(qū)空間矢量調(diào)制方法分析

在三相電網(wǎng)平衡時(shí)，定義電流空間矢量為：

式中：iα、iβ為交流電流矢量在α-β坐標(biāo)系下的電流分量。三相電流源型變流器包括9種狀態(tài)量，其中6種有效矢量（I1-I6）和3種零矢量（I7、I8、I9）如圖2（a）所示。根據(jù)空間矢量調(diào)制合成原則，位于復(fù)平面中任何一個(gè)扇區(qū)的電流參考矢量Iref可由相鄰兩個(gè)有效矢量與一個(gè)零矢量合成得到。當(dāng)矢量I1作用時(shí)，a相上橋臂開關(guān)管（S1）導(dǎo)通，c相下橋臂開關(guān)管（S2）導(dǎo)通。當(dāng)矢量I7處于有效狀態(tài)時(shí)，a相上、下橋臂開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通，此時(shí)等效為直流側(cè)電流無需流經(jīng)開關(guān)管，直接與Df形成續(xù)流回路。在扇區(qū)Ⅰ中，參考電流矢量Iref由I1、I6與I7合成而得。

圖2 6扇區(qū)電流矢量分布與扇區(qū)判斷示意圖

將1個(gè)工頻周期的三相電網(wǎng)電壓以逆時(shí)針方向分為6個(gè)扇區(qū)如圖2（b）所示，不同扇區(qū)內(nèi)電壓值大小不同，每個(gè)區(qū)間中保證有任意兩相電壓幅值、符號(hào)相同，而另一相符號(hào)相反。以扇區(qū)Ⅰ為例，當(dāng)I1工作時(shí)，變流器輸出電壓udc＝vab，全部線電壓幅值表達(dá)式為：

式中：Vi為線電壓幅值；ω為基波角頻率。開關(guān)狀態(tài)與輸出電壓關(guān)系見表1。推導(dǎo)正弦定理計(jì)算矢量作用時(shí)間表達(dá)式：

式中：T0、T1、T2分別為零矢量和有效矢量的作用時(shí)間；θ為參考矢量角度；m*為調(diào)制比；I*為電流峰值；idc為直流電流值。

1.3 傳統(tǒng)方案紋波分析

直流側(cè)電感電流紋波作為變流系統(tǒng)重要性能指標(biāo)，其紋波表達(dá)式如下：

式中：變流器輸出電壓值udc取決于相應(yīng)電流矢量作用時(shí)對應(yīng)的線電壓值大??；uo為直流側(cè)輸出電壓；Δt為電流充放電時(shí)間，分析電路如圖3所示，電流矢量作用時(shí)對應(yīng)開關(guān)狀態(tài)和輸出電壓如表1所示。

圖3 紋波分析電路示意圖

表1 開關(guān)狀態(tài)與輸出電壓

由圖2所示，橫軸為參考電流矢量的旋轉(zhuǎn)角，縱軸為有效矢量作用時(shí)變流器輸出電壓，順序如表1所示。Ⅰ扇區(qū)電流紋波趨勢如圖4所示。對扇區(qū)Ⅰ進(jìn)行分析，電流矢量I6、I1、I0分別作用的輸出電壓表達(dá)式：

聯(lián)立式（1）～（8）得到直流側(cè)電感電流紋波表達(dá)式：

圖4 Ⅰ扇區(qū)電流紋波趨勢圖

2 12扇區(qū)空間矢量調(diào)制

為了降低直流側(cè)電流紋波，使得網(wǎng)側(cè)諧波進(jìn)一步減小，提高功率因數(shù)，在6扇區(qū)空間矢量調(diào)制基礎(chǔ)上進(jìn)行優(yōu)化，提出一種新序列12扇區(qū)空間矢量調(diào)制策略。

2.1 12扇區(qū)劃分

將一個(gè)工頻周期的三相電網(wǎng)電壓以逆時(shí)針方向分為12個(gè)扇區(qū)如圖5（b）所示，該策略同樣有6種有效矢量（I1-I6）和3種零矢量（I7、I8、I9）。

圖5 12扇區(qū)電流矢量分布與扇區(qū)判斷示意圖

從三相電網(wǎng)電壓在每個(gè)對應(yīng)扇區(qū)下的大小關(guān)系，可以判斷該扇區(qū)內(nèi)開關(guān)管的導(dǎo)通情況，每個(gè)扇區(qū)中保證有任意兩相電壓幅值、符號(hào)相同，而另一相符號(hào)相反。如ea＞0＞eb＞ec則對應(yīng)電流矢量在扇區(qū)Ⅰ，ea＞eb＞0＞ec則判斷電流矢量在扇區(qū)Ⅱ。將各個(gè)扇區(qū)內(nèi)相電壓大小關(guān)系歸納在表2中。

表2 相電壓大小關(guān)系與所對應(yīng)扇區(qū)數(shù)

2.2 12扇區(qū)開關(guān)模態(tài)分析

提出方案能顯著簡化換流過程，從而減少功率器件的開關(guān)損耗，合理地協(xié)調(diào)電流有效矢量與零矢量順序，矢量序列如表3所示。

表3 扇區(qū)對應(yīng)開關(guān)動(dòng)作序列

1）t1時(shí)刻I1矢量作用，扇區(qū)Ⅰ中ea＞eb＞ec，S1一直導(dǎo)通，S6開通時(shí)b點(diǎn)電位高于c點(diǎn)電位，S6實(shí)現(xiàn)零電流導(dǎo)通。

2）t2時(shí)刻I6矢量作用，開關(guān)管由S2換向至S6見圖6（a），S2在關(guān)斷過程中電流與電壓產(chǎn)生交疊，產(chǎn)生關(guān)斷損耗［7-8］。

3）t3時(shí)刻I0矢量作用，開關(guān)管S3與S6同時(shí)導(dǎo)通，開關(guān)管從S1換向到Df與負(fù)載構(gòu)成續(xù)流回路，導(dǎo)致S1有了關(guān)斷損耗見圖6（b）。

4）t4時(shí)刻I6矢量作用，開關(guān)管由Df換向至S1，S6一直導(dǎo)通，電流從n電位點(diǎn)流向b電位點(diǎn)，導(dǎo)致S1有了導(dǎo)通損耗，Df有了反向恢復(fù)損耗。

5）t5時(shí)刻仍為I6矢量作用，由于b點(diǎn)電位比c點(diǎn)電位大，電流換向使得S2有了導(dǎo)通損耗，S6串聯(lián)二極管產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗見圖6（c）。

6）在t6時(shí)刻I1矢量作用，開關(guān)管由S6換向至S2，電流由b電位點(diǎn)流向n電位點(diǎn)，串聯(lián)二極管處于反向截止?fàn)顟B(tài)，S6實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷見圖6（d）。

圖6 變流器工作模態(tài)線路圖

同理可分析其他扇區(qū)內(nèi)開關(guān)模態(tài)，將開關(guān)動(dòng)作序列結(jié)果歸納在表2中。如圖7所示，這種換流順序使開關(guān)管動(dòng)作時(shí)損耗減小，系統(tǒng)效率得到提高。

圖7 開關(guān)動(dòng)作矢量序列示意圖

2.3 提出方案紋波分析

根據(jù)參考矢量所在扇區(qū)時(shí)的有效矢量合成情況，通過安秒平衡法與正弦定理計(jì)算得到有效矢量的作用時(shí)間，其中奇數(shù)扇區(qū)作用時(shí)間表達(dá)式：

式中：θ∈（0，π／6），Tz、Tz+1、Tz+2分別為有效矢量以及零矢量作用時(shí)間。

偶數(shù)扇區(qū)作用時(shí)間表達(dá)式：

式中：θ∈（-π／6，0），Tz、Tz+1、Tz-1分別為有效矢量以及零矢量作用時(shí)間。

當(dāng)參考電流矢量位于扇區(qū)Ⅰ時(shí)，得到I6、I1與I0分別作用時(shí)變流器輸出電壓表達(dá)式：

聯(lián)立式（10）～（12），得到直流側(cè)電感電流紋波表達(dá)式：

當(dāng)參考電流矢量位于扇區(qū)Ⅱ時(shí)，得到I2、I1與I0分別作用時(shí)變流器輸出電壓：

同理，得到直流側(cè)電感電流紋波表達(dá)式：

圖8 Ⅻ扇區(qū)電流紋波趨勢

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

為進(jìn)一步驗(yàn)證所提出調(diào)制策略的可行性，搭建電流源型變流器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖9所示，實(shí)驗(yàn)參數(shù)見表4。網(wǎng)側(cè)電壓傳感器與直流側(cè)電流傳感器采用LEM霍爾傳感器其型號(hào)分別為LV25-P，HAS50。開關(guān)功率模塊選用英飛凌FF100R12RT4二合一IGBT，耐壓值VCES＝1 200 V，可持續(xù)導(dǎo)通電流大小為100 A。

表4 CSC實(shí)驗(yàn)參數(shù)

圖9 三相CSC實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

傳統(tǒng)方案波形如圖10（a）所示，由直流側(cè)輸出電壓、直流側(cè)電感電流紋波和變流器輸出電壓組成，直流側(cè)電感電流紋波峰峰值為0.21 A，變流器輸出電壓udc中參雜少量諧波。所提方案的實(shí)驗(yàn)波形如圖10（b）所示，變流器輸出電壓udc諧波得到有效減少，電感電流紋波峰峰值為0.12 A，紋波得到有效抑制。兩種方案下a相網(wǎng)側(cè)電壓、電流波形如圖11所示。由于直流側(cè)電流紋波減小，變流器網(wǎng)側(cè)電流諧波受直流側(cè)電流紋波影響而顯著降低，且相位與電網(wǎng)電壓一致，實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)變流。

圖10 傳統(tǒng)方案與所提方案直流側(cè)電感電流紋波形

圖11 a相網(wǎng)側(cè)電壓、電流波形

2種方案的網(wǎng)側(cè)電流頻譜分析如圖12（a）、圖12（b）所示，電流諧波頻譜主要分布在基波頻率處和開關(guān)頻率處，不難看出，提出方案在開關(guān)頻率處（10 kHz）的諧波比傳統(tǒng)方案的諧波低。不僅如此，傳統(tǒng)調(diào)制策略使網(wǎng)側(cè)電流更加畸變，THD值為3.72%，而提出調(diào)制策略THD值僅為2.61%，畸變得到有效改善。

圖12 a相網(wǎng)側(cè)電流頻譜分析圖

4 結(jié)論

根據(jù)三相電流源型變流器數(shù)學(xué)模型分析，得到電感電流紋波表達(dá)式，在6扇區(qū)空間矢量調(diào)制的基礎(chǔ)上提出一種減小網(wǎng)側(cè)電流諧波，抑制直流側(cè)電流紋波的新型調(diào)制序列，并對傳統(tǒng)方案和提出方案從扇區(qū)劃分到開關(guān)管序列的調(diào)制過程進(jìn)行詳細(xì)分析。原調(diào)制方法不僅電感電流紋波較大，網(wǎng)側(cè)電流跟隨性也受到影響，而新型調(diào)制序列不僅能減小電流紋波，還優(yōu)化了網(wǎng)側(cè)電流波形，合理地協(xié)調(diào)矢量序列使得開關(guān)管的動(dòng)作次數(shù)減少，使得開關(guān)管導(dǎo)通、關(guān)斷損耗降低。本文的理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了所提方案的有效性，在提高直流側(cè)輸出性能上有較為明顯的優(yōu)勢。