李林，吳紅飛,*，朱建鑫,，黃家杰，楊帆

1. 南京航空航天大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，南京 210016

2. 南京郵電大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，南京 210046

3. 南京郵電大學(xué) 人工智能學(xué)院，南京 210046

近年來(lái)，多電/全電飛機(jī)快速發(fā)展，作為其中重要組成部分的供電系統(tǒng)，其穩(wěn)定性和可靠性也越來(lái)越受到重視[1-2]。新型雷達(dá)、電磁發(fā)射系統(tǒng)等新興裝備的廣泛應(yīng)用，對(duì)機(jī)載供電系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行提出了挑戰(zhàn)。作為典型的脈沖負(fù)載，雷達(dá)收發(fā)組件在發(fā)射狀態(tài)時(shí)需要遠(yuǎn)高于其接受狀態(tài)的功率，其基本特性為：高峰均比時(shí)峰值功率通常是平均功率的5～10倍；負(fù)載脈沖工作頻率低且不固定時(shí)通常幾赫茲到幾十赫茲；負(fù)載脈沖啟動(dòng)和停止速度快[1-5]。圖1給出了機(jī)載雷達(dá)的典型供電架構(gòu)，通常由不控整流橋接三相交流源給其供電[6-7]。除了諧波電流和無(wú)功電流外，低頻脈沖負(fù)載對(duì)供電系統(tǒng)形成反復(fù)的加載和卸載沖擊，引起供電系統(tǒng)電壓波動(dòng)和頻率閃變，影響其他負(fù)載的正常運(yùn)行，甚至造成整個(gè)供電系統(tǒng)的不穩(wěn)定[8-12]。因此，為了提高機(jī)載供電系統(tǒng)帶低頻脈沖負(fù)載時(shí)的穩(wěn)定性和電能質(zhì)量，消除脈沖功率對(duì)交流網(wǎng)側(cè)的沖擊和影響，需要實(shí)現(xiàn)負(fù)載脈沖功率與交流側(cè)輸入功率的解耦。

針對(duì)單相交直流系統(tǒng)中的二倍頻脈動(dòng)功率解耦問(wèn)題，國(guó)內(nèi)外學(xué)者開(kāi)展了大量研究并取得了卓有成效的研究成果[13-15]。然而，單相交直流系統(tǒng)中二倍頻脈動(dòng)功率與平均功率的比值遠(yuǎn)小于三相系統(tǒng)中脈沖功率負(fù)載的峰均比，同時(shí)二倍頻脈動(dòng)功率的頻率固定，而低頻脈沖功率頻率寬范圍變化。因此，為單相交直流系統(tǒng)設(shè)計(jì)的二次脈動(dòng)功率解耦方法并不能直接應(yīng)用于圖1所示的供電系統(tǒng)中。針對(duì)直流脈沖負(fù)載系統(tǒng)，研究人員也提出了一系列行之有效的解決方案，通過(guò)在輸出側(cè)引入基于雙向DC/DC變換器的功率解耦電路，消除了脈沖功率對(duì)輸入源的影響[2]。然而，圖1提出的機(jī)載雷達(dá)典型供電架構(gòu)，該方案無(wú)法補(bǔ)償諧波電流和無(wú)功電流。

圖1 不控整流供電系統(tǒng)

有源電力濾波器(APF)[16-17]和靜止無(wú)功發(fā)生器(SVG)[18]被廣泛應(yīng)用于三相交流系統(tǒng)中以實(shí)現(xiàn)高頻諧波和基頻無(wú)功功率補(bǔ)償，改善電網(wǎng)電能質(zhì)量。然而，傳統(tǒng)APF或SVG的有功功率輸入輸出能力有限，難以實(shí)現(xiàn)瞬時(shí)脈沖功率的解耦。文獻(xiàn)[19]研究了以電容為儲(chǔ)能單元的靜止無(wú)功發(fā)生器，通過(guò)電容放電，為供電系統(tǒng)提供瞬時(shí)有功功率支撐，消除弱電網(wǎng)中由于脈沖功率而引起的電網(wǎng)電壓相位突變。文獻(xiàn)[20-21]則研究了以超級(jí)電容為儲(chǔ)能單元的集成式APF，用于瞬時(shí)功率平滑以及無(wú)功功率支撐。兩者均采用超級(jí)電容為儲(chǔ)能單元，處理的是周期為數(shù)秒甚至更長(zhǎng)的脈沖功率。

有源整流是機(jī)載交直流供電系統(tǒng)的發(fā)展趨勢(shì)，相比無(wú)源整流系統(tǒng)，更易獲得高功率因數(shù)、低諧波含量的交流輸入電流，但傳統(tǒng)的有源整流器不具備功率解耦功能，無(wú)法直接應(yīng)用于脈沖功率系統(tǒng)。為了抑制脈沖功率對(duì)供電系統(tǒng)的沖擊，本文研究了一種集成脈沖功率解耦功能的三端口整流器。分析了三端口整流器的工作原理和控制調(diào)制策略，實(shí)現(xiàn)了交直流側(cè)功率解耦，消除了低頻脈沖負(fù)載對(duì)機(jī)載供電系統(tǒng)的沖擊等負(fù)面影響。

1 集成低頻脈沖功率解耦端口供電系統(tǒng)

基于低頻脈沖負(fù)載特性的研究，通過(guò)開(kāi)關(guān)器件集成和復(fù)用，提出了一種兼具功率解耦端口和直流輸出端口的三端口功率解耦整流器。通過(guò)允許功率解耦端口儲(chǔ)能電容Cs兩端的電壓vcs大幅度波動(dòng)解耦脈動(dòng)功率來(lái)抑制負(fù)載對(duì)供電系統(tǒng)的沖擊，并降低所需電容容值；直流輸出端口用以穩(wěn)定負(fù)載供電電壓，并通過(guò)DC/DC變換器與功率解耦端口相連，最終構(gòu)造出集成低頻脈沖功率解耦端口的機(jī)載電源系統(tǒng)。

1.1 電路拓?fù)?/h3>

圖2為脈沖負(fù)載功率波形，其中Pmax、Pmin和Pav分別為脈沖負(fù)載峰值功率、谷值功率和平均功率。通常情況下，Pmax=(4～7)Pmin，因此峰值功率Pmax遠(yuǎn)大于平均功率Pav。

圖2 脈沖負(fù)載功率波形

為了抑制脈沖功率對(duì)交流源的擾動(dòng)，可以將其分為穩(wěn)態(tài)功率Pcon和動(dòng)態(tài)功率Ppulse兩部分，并構(gòu)造兩條功率傳輸路徑分別用于穩(wěn)態(tài)功率傳輸和動(dòng)態(tài)功率傳輸。通過(guò)集成開(kāi)關(guān)器件，并復(fù)用橋臂下管SZx，提出了兼具功率解耦端口和直流輸出端口的三端口整流器，并與DC/DC變換器相連，構(gòu)造出圖3所示的集成低頻脈沖功率解耦端口的機(jī)載電源系統(tǒng)。三端口整流器具有兩個(gè)獨(dú)立的直流端口，直流輸出端口(Vo)和功率解耦端口(vcs)，其中直流輸出端口用于輸出穩(wěn)態(tài)功率Pcon，功率解耦端口則用于動(dòng)態(tài)功率Ppulse傳輸，并利用其儲(chǔ)能電容電壓vcs的寬范圍波動(dòng)實(shí)現(xiàn)交直流側(cè)功率解耦。DC/DC變換器用來(lái)連接兩個(gè)直流端口以及跟蹤動(dòng)態(tài)功率Ppulse。圖4給出集成低頻脈沖功率解耦端口的機(jī)載電源系統(tǒng)具體電路，其中vsx(x=a,b,c)為三相交流輸入源相電壓；Lx和Cx分別為濾波電感和濾波電容；SHx、SLx1、SLx2和SZx為AC/DC變換器功率開(kāi)關(guān)管；Cs為功率解耦端口儲(chǔ)能電容；S1、S2為DC/DC變換器功率開(kāi)關(guān)管；Ldc為DC/DC變換器電感；Co為直流輸出端口電容。

圖3 集成低頻脈沖功率解耦端口的機(jī)載電源系統(tǒng)

圖4 集成低頻脈沖功率解耦端口的機(jī)載電源系統(tǒng)電路

1.2 工作原理

圖5給出了集成低頻脈沖功率解耦端口的機(jī)載電源系統(tǒng)面向低頻脈沖負(fù)載時(shí)主要工作波形，其中:ip為低頻脈沖負(fù)載瞬時(shí)電流；ipmax和ipmin分別為其峰/谷值電流；vcs為儲(chǔ)能電容電壓；Vo為負(fù)載供電電壓；iSC為交流輸入電流。脈沖觸發(fā)期間(T1)，DC/DC變換器輸出功率大于其動(dòng)態(tài)功率平均值Pav1，儲(chǔ)能電容電壓下降，提供功率差值；脈沖停止期間(T2)，Ppulse為0，DC/DC變換器旁路，儲(chǔ)能電容吸收冗余功率，電壓上升。直流輸出端口電壓Vo保持恒定，為負(fù)載提供穩(wěn)定的工作電壓。

圖5 主要工作波形

該機(jī)載電源系統(tǒng)供電的核心，在于將交流側(cè)輸入功率“按需分配”到兩個(gè)直流端口，即分配穩(wěn)態(tài)功率Pcon至Vo端口，動(dòng)態(tài)功率平均值Pav1至vcs端口。為此，本文提出一種功率流復(fù)用加輸出端口切換的方法，實(shí)現(xiàn)功率的分配。

如圖6所示，通過(guò)切換AC/DC變換器輸出端口進(jìn)行功率分配，分為vcs模式和Vo模式進(jìn)行討論。vcs模式下，AC/DC變換器開(kāi)關(guān)管SHx和SZx(x=a,b,c)工作，SLx1和SLx2關(guān)斷，Vo端口斷路，交流側(cè)功率流入vcs端口(串聯(lián)反向開(kāi)關(guān)管SLx1和SLx2，可以防止在該模式下出現(xiàn)vcs端口和Vo端口短路)；Vo模式下，功率開(kāi)關(guān)管SLx1和SZx工作，SLx2恒通，SHx關(guān)斷時(shí)，vcs端口斷路，交流側(cè)功率直接流入Vo端口?？刂平涣鱾?cè)輸入功率恒定并通過(guò)兩個(gè)直流輸出端口分時(shí)復(fù)用，可以實(shí)現(xiàn)前文所述的兩個(gè)直流側(cè)端口功率“按需分配”。

圖6 輸出端口模式切換

2 控制方法

圖7給出集成低頻脈沖功率解耦端口的機(jī)載電源系統(tǒng)控制框圖，包括DC/DC變換器控制、AC/DC變換器控制。

圖7 機(jī)載電源系統(tǒng)控制框圖

2.1 DC/DC變換器控制

DC/DC變換器跟蹤動(dòng)態(tài)功率Ppulse，脈沖觸發(fā)期間，DC/DC變換器傳輸?shù)乃矔r(shí)動(dòng)態(tài)功率大于其平均值Pav1，儲(chǔ)能電容Cs釋放能量補(bǔ)償負(fù)載功率差值，vcs電壓下降；脈沖停止期間，瞬時(shí)動(dòng)態(tài)功率為0，儲(chǔ)能電容電壓上升，儲(chǔ)能電容Cs吸收冗余功率。同時(shí)，通過(guò)DC/DC變換器控制維持負(fù)載供電電壓恒定，因此DC/DC變換器控制采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)雙環(huán)控制。

加入PI調(diào)節(jié)器后的DC/DC變換器控制電流環(huán)、電壓環(huán)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)Gdcc和Gdcv分別為

(1)

(2)

式中：kdccp、kdcci、kdcvp和kdcvi分別為電流環(huán)、電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)；kdcPWM為DC/DC變換器增益；Co為直流輸出端口電容；Ldc為DC/DC變換器電感。

圖8(a)給出DC/DC變換器控制電流環(huán)、電壓環(huán)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖，選取電流環(huán)截止頻率fdcc和相位裕度φdcc分別為1.5 kHz和50°，電壓環(huán)截止頻率fdcv和相位裕度φdcc分別為200 Hz和50°，可以有效追蹤DC/DC變換器傳遞的脈動(dòng)電流，并穩(wěn)定負(fù)載供電電壓Vo，且保證控制系統(tǒng)穩(wěn)定性。

圖8 機(jī)載電源系統(tǒng)控制函數(shù)伯德圖

本文還采用DC/DC電感電流前饋方法，加入電流前饋iDCfeed，獲得更好的電流追蹤能力，保證控制系統(tǒng)穩(wěn)定性。iDCfeed與穩(wěn)態(tài)電感電流有關(guān)，為瞬態(tài)脈沖電流值ip與脈沖谷值電流ipmin之差，即

iDCfeed=ip-ipmin

(3)

2.2 AC/DC變換器控制

AC/DC變換器控制包括電壓環(huán)控制、電流環(huán)控制以及功率環(huán)控制，如圖7所示。

本文對(duì)儲(chǔ)能電容電壓vcs采用了峰值電壓控制，使得在脈沖電流觸發(fā)之前，儲(chǔ)能電容電壓已處于峰值電壓vcsmax，確保有足夠的能量補(bǔ)償負(fù)載與交流側(cè)功率差值且各功率器件均在安全電壓范圍之內(nèi)。峰值檢測(cè)電路用于對(duì)儲(chǔ)能電容電壓最大值進(jìn)行采樣，作為AC/DC變換器電壓環(huán)控制指令，可使電壓控制環(huán)路正常工作。vcs電壓環(huán)控制采用較低的帶寬，其輸出idcs可等效為變換器有功功率，作為AC/DC變換器d軸電流基準(zhǔn)。

電流環(huán)控制的目的在于確保三相交流供電系統(tǒng)輸入高功率因數(shù)正弦電流，采用PI調(diào)節(jié)器對(duì)dq坐標(biāo)系下的直流分量進(jìn)行無(wú)靜差控制，電流環(huán)dq軸參考如下公式所示：

(4)

加入PI調(diào)節(jié)器后的AC/DC變換器控制電流環(huán)、電壓環(huán)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)Gacc和Gacv分別為

(5)

(6)

式中：kaccp、kacci、kacvp和kacvi分別為電流環(huán)、電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)；kacPWM為AC/DC變換器增益；Cs為儲(chǔ)能電容；Lx(x=a,b,c)為AC/DC變換器濾波電感；Um為交流源相電壓峰值，儲(chǔ)能電容電壓vcs取最大值進(jìn)行設(shè)計(jì)。

圖8(b)給出AC/DC變換器控制電流環(huán)、電壓環(huán)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖，選取電流環(huán)截止頻率facc和相位裕度分別為1.5 kHz和50°，電壓環(huán)截止頻率facv和相位裕度分別為3 Hz和50°，提高交流側(cè)電流追蹤效果，確保儲(chǔ)能電容電壓vcs隨脈沖頻率呈周期性波動(dòng)補(bǔ)償不平衡功率，且保障控制系統(tǒng)穩(wěn)定性。

功率環(huán)控制負(fù)責(zé)實(shí)現(xiàn)AC/DC變換器兩個(gè)直流端口所需功率的“按需分配”，由調(diào)節(jié)Vo端口功率占比來(lái)實(shí)現(xiàn)。Vo端口輸出電壓固定，其傳輸?shù)姆€(wěn)態(tài)功率Pcon，可等效為低頻脈沖負(fù)載谷值電流ipmin。因此，本文通過(guò)控制流入Vo端口的電流進(jìn)行功率控制，以低頻脈沖負(fù)載電流谷值ipmin作為Vo端口電流參考指令idcref，Vo端口電流io為瞬態(tài)脈沖電流ip與DC/DC變換器電感電流iDC之差，即

io=ip-iDC

(7)

圖9所示為輸出端口切換信號(hào)產(chǎn)生機(jī)理。Vo端口功率增加，功率環(huán)調(diào)制波輸出信號(hào)um增加，與鋸齒波usaw交截產(chǎn)生的切換信號(hào)SW=1占空比增加，流入vcs端口功率占比提高；反之，當(dāng)流入Vo端口功率減小時(shí)，經(jīng)功率環(huán)調(diào)節(jié)控制降低Vo端口功率占比。

圖9 輸出端口切換信號(hào)

AC/DC變換器輸出端口切換頻率fSw，對(duì)交流側(cè)電能質(zhì)量存在較大影響。對(duì)于50 Hz三相交流系統(tǒng)，為了保證各相之間、各相正負(fù)半周之間工作的對(duì)稱(chēng)性，輸出端口切換頻率fSw適合選擇為300 Hz及其倍數(shù)頻率。如果輸出端口切換頻率fSw低于300 Hz，則無(wú)法保證各相之間、各相正負(fù)半周之間工作的對(duì)稱(chēng)性；如果輸出端口切換頻率fSw高于300 Hz，則會(huì)增加控制的復(fù)雜程度，而頻繁的輸出端口切換過(guò)程還將會(huì)影響交流輸入側(cè)的電能質(zhì)量。

3 調(diào)制策略

為提高直流電壓利用率，本文采用注入零序分量的SPWM調(diào)制[22]，對(duì)比傳統(tǒng)三相兩電平電路，所提出的三端口整流器不同之處在于其輸出端口在功率解耦端口(vcs)和直流輸出端口(Vo)之間來(lái)回切換，易造成交流側(cè)電流畸變。

為了實(shí)現(xiàn)AC/DC變換器直流端口平滑切換，有效抑制交流側(cè)電流畸變，需要使交流側(cè)濾波電感Lx在切換前后滿(mǎn)足伏秒平衡。因?yàn)樽儞Q器開(kāi)關(guān)頻率fs遠(yuǎn)大于交流側(cè)基波頻率f，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期之內(nèi)，可認(rèn)為交流側(cè)電壓幅值vsx(x=a,b,c)保持不變，濾波電感電壓滿(mǎn)足伏秒平衡，可以等效為三相橋臂中點(diǎn)電壓vxn滿(mǎn)足伏秒平衡。

圖10為兩種AC/DC變換器直流端口切換模式下的橋臂中點(diǎn)電壓vxn示意圖，以n為參考地，其平均值在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)表達(dá)式分別為

圖10 橋臂中點(diǎn)電壓示意圖

(8)

式中：dZxcs和dZxo為兩種模式下復(fù)用下管開(kāi)關(guān)管SZx占空比；dHx和dLx1分別為與開(kāi)關(guān)管SZx互補(bǔ)導(dǎo)通的開(kāi)關(guān)管SHx和SLx1的占空比。

對(duì)比兩種模式下橋臂中點(diǎn)電壓表達(dá)式，想要滿(mǎn)足伏秒平衡，則需要滿(mǎn)足：

(9)

從式(9)可以看出，為實(shí)現(xiàn)AC/DC變換器vcs模式到Vo模式的平滑切換，最后給開(kāi)關(guān)管SLx1的驅(qū)動(dòng)占空比dLx1，需要在開(kāi)關(guān)管SHx驅(qū)動(dòng)占空比dHx乘上一個(gè)補(bǔ)償系數(shù)s，即

(10)

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證所提出集成低頻脈沖功率解耦端口的機(jī)載電源系統(tǒng)面向低頻脈沖負(fù)載的可行性和適用性，根據(jù)表1所示的電路參數(shù)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。采用TI公司的TMS320F28335芯片作為數(shù)字控制器，AC/DC變換器開(kāi)關(guān)管選型為SiHG24 N65EF，DC/DC變換器開(kāi)關(guān)管選型為UF3C065080K3S。其余電路參數(shù)分別為：交流側(cè)濾波電感Lx=3 mH(x=a,b,c)，交流側(cè)濾波電容Cx=2 μF，功率解耦端口儲(chǔ)能電容Cs=0.42 mF，直流輸出端口電容Co=0.35 mF，DC/DC變換器電感Ldc=0.18 mH。

表1 機(jī)載電源系統(tǒng)關(guān)鍵參數(shù)

圖11為不控整流供電方案下低頻脈沖負(fù)載供電的實(shí)驗(yàn)波形，圖12為本文所提出的機(jī)載電源系統(tǒng)低頻脈沖負(fù)載供電的實(shí)驗(yàn)波形，其中低頻脈沖頻率分別為8、12.5和25 Hz。

圖11 不控整流實(shí)驗(yàn)波形

圖12 機(jī)載電源系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)波形(加入補(bǔ)償系數(shù))

綜上實(shí)驗(yàn)波形可以看出，不同脈沖頻率下，機(jī)載電源系統(tǒng)均能按照設(shè)計(jì)進(jìn)行工作。對(duì)比不控整流供電方案帶來(lái)的諸如負(fù)載供電電壓Vo周期性波動(dòng)、低頻脈沖功率對(duì)交流側(cè)造成的沖擊以及交流側(cè)諧波和無(wú)功電流等問(wèn)題，集成低頻脈沖功率解耦端口的機(jī)載電源系統(tǒng)均能得到顯著改善。儲(chǔ)能電容電壓vcs隨低頻脈沖頻率周期性波動(dòng)，補(bǔ)償功率差值并吸收冗余功率，負(fù)載供電電壓Vo保持恒定，供電系統(tǒng)電流波形為穩(wěn)定正弦。加入補(bǔ)償系數(shù)后的交流側(cè)電流波形平滑，對(duì)比圖13未加入補(bǔ)償系數(shù)的機(jī)載電源系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)波形，表現(xiàn)出更高的供電系統(tǒng)電能質(zhì)量，有效抑制因輸出端口切換引起的交流側(cè)電流畸變。

圖13 機(jī)載電源系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)波形(未加入補(bǔ)償系數(shù))

圖14為脈沖頻率25 Hz下穩(wěn)態(tài)負(fù)載功率切換波形，其中:ildc為機(jī)載電源系統(tǒng)其他直流穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流。直流負(fù)載突變所造成的功率及端口電壓擾動(dòng)遠(yuǎn)不如脈沖電流峰谷值切換對(duì)直流端口電壓造成的擾動(dòng)，且直流端口電容容值取值較大，因此在功率突變瞬間，兩個(gè)直流端口電壓均沒(méi)有明顯的波動(dòng)。

圖14 穩(wěn)態(tài)負(fù)載功率切換動(dòng)態(tài)波形

圖15(a)給出脈沖頻率突然降低的動(dòng)態(tài)切換波形，在脈沖頻率切換后的第1個(gè)周期內(nèi)，tp1階段機(jī)載電源系統(tǒng)工作狀態(tài)不變；tp2階段，儲(chǔ)能電容電壓vcs穩(wěn)定在峰值電壓點(diǎn)，未出現(xiàn)過(guò)壓；在第2個(gè)脈沖周期開(kāi)始，vcs瞬間達(dá)到充放電平衡。圖15(b)給出脈沖頻率突然升高的動(dòng)態(tài)切換波形，在脈沖頻率升高之后，由于一個(gè)脈沖周期的判斷延時(shí)存在，導(dǎo)致儲(chǔ)能電容電壓vcs在第2個(gè)脈沖周期出現(xiàn)一個(gè)新低vcsmmin，之后機(jī)載電源系統(tǒng)經(jīng)短暫的調(diào)節(jié)時(shí)間，vcs重新恢復(fù)充放電平衡。該集成低頻脈沖功率解耦端口的機(jī)載電源系統(tǒng)，可以有效應(yīng)對(duì)脈沖負(fù)載頻率的突變狀況。

圖15 脈沖頻率切換動(dòng)態(tài)波形

圖16給出傳統(tǒng)不控整流供電方案和該機(jī)載電源系統(tǒng)方案下交流側(cè)電流總諧波畸變率(Total Harmonics Distortion, THD)數(shù)據(jù)對(duì)比。不控整流方案下，由于不控整流器引入的諧波和無(wú)功電流以及低頻脈沖功率對(duì)交流側(cè)的沖擊，交流供電系統(tǒng)電能質(zhì)量差，電流THD大，不同脈沖周期(40～80 ms)下，交流供電系統(tǒng)電流THD在65%左右。而本文所提出的方案，有效抑制了低頻脈沖負(fù)載對(duì)交流側(cè)造成的電流沖擊，提高了交流輸入側(cè)電能質(zhì)量，不同脈沖周期(40～80 ms)下，交流供電系統(tǒng)電流THD在5%左右。

圖17給出不同AC/DC變換器輸出端口切換頻率fSw下的交流側(cè)電流THD數(shù)據(jù)對(duì)比，從圖中可以看出，不同脈沖周期(40～80 ms)下，輸出端口切換頻率fSw在300 Hz下的電流波形THD最低，電能質(zhì)量最好，而輸出端口切換頻率fSw高于或者低于300 Hz，均對(duì)交流側(cè)電能質(zhì)量有一定影響。

圖17 不同輸出端口切換頻率fSw下交流側(cè)電流THD

5 結(jié) 論

本文提出了一種集成低頻脈沖功率解耦端口的機(jī)載電源系統(tǒng)，詳細(xì)討論其控制和調(diào)制策略。理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：以所提出的基于開(kāi)關(guān)器件集成和復(fù)用的三端口整流器為基礎(chǔ)，結(jié)合DC/DC變換器構(gòu)成機(jī)載電源系統(tǒng)，有效實(shí)現(xiàn)了負(fù)載側(cè)脈動(dòng)功率和交流源側(cè)功率的解耦；所提出的三端口整流器控制方法實(shí)現(xiàn)了交流輸入功率在不同端口之間的合理分配，保證了輸出在不同端口之間切換時(shí)的平滑過(guò)渡；所提出的解決方案能夠有效抑制低頻脈沖功率對(duì)交流側(cè)造成的沖擊、改善供電系統(tǒng)的電能質(zhì)量。