張國(guó)政，張明明，李新旻，谷 鑫

（天津工業(yè)大學(xué) 電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，天津 300387）

內(nèi)置式永磁同步電機(jī)（interior permanent magnet synchronous motor，IPMSM）具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、可靠性高、功率密度高等優(yōu)點(diǎn)，在電動(dòng)汽車(chē)及工業(yè)領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。然而，當(dāng)永磁同步電機(jī)在弱磁區(qū)運(yùn)行時(shí)，電機(jī)本體及控制系統(tǒng)中逆變器存在的非線性因素等會(huì)造成電流諧波，從而導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩波動(dòng)增大，造成電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的控制性能下降。因此，改善永磁同步電機(jī)的弱磁性能成為研究熱點(diǎn)之一。

常用的弱磁控制方法可以分為前饋弱磁、反饋弱磁及混合弱磁控制。具體而言，前饋弱磁控制有基于模型的公式計(jì)算法[1]、查表法[2]、梯度下降法[3-4]；反饋弱磁控制主要包括負(fù)直軸電流補(bǔ)償法[5-6]、單電流調(diào)節(jié)器控制法[7-9]、相角法弱磁控制[10]等。文獻(xiàn)[11]對(duì)比了常見(jiàn)的前饋弱磁控制及反饋弱磁控制，表明2 種方法均有效地?cái)U(kuò)展了永磁同步電動(dòng)機(jī)的恒功率區(qū)域，而前饋法在弱磁區(qū)能產(chǎn)生更大的轉(zhuǎn)矩，提供更寬的恒功率范圍。

永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)中的諧波問(wèn)題會(huì)導(dǎo)致轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩波動(dòng)增大，增加電機(jī)的振動(dòng)及噪聲，影響電機(jī)壽命[12]。為減小諧波，文獻(xiàn)[13]從電機(jī)本體設(shè)計(jì)出發(fā)，提出利用槽口偏移消除特定次數(shù)的齒槽轉(zhuǎn)矩諧波。文獻(xiàn)[14]建立了速度反饋律，通過(guò)自適應(yīng)地估計(jì)模型參數(shù)，達(dá)到降低諧波含量，抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的目的。文獻(xiàn)[15]用諧波注入法來(lái)消除電流諧波，減小轉(zhuǎn)矩波動(dòng)，但該方法需提前了解電機(jī)運(yùn)行條件，不能很好地滿(mǎn)足負(fù)載發(fā)生變化的情況。

不確定性及擾動(dòng)估計(jì)（uncertainty and disturbance estimator，UDE）控制理論自提出以來(lái)已成功應(yīng)用于諸多領(lǐng)域[16-18]。文獻(xiàn)[16]將UDE 控制器應(yīng)用于雙向非逆變降壓變換器的電感電流控制中，并給出了有限控制帶寬約束下UDE 控制器的最佳設(shè)計(jì)準(zhǔn)則。文獻(xiàn)[17]將UDE 控制應(yīng)用于網(wǎng)側(cè)LCL 逆變器的電流控制中，提高了控制器對(duì)于周期性干擾信號(hào)的抑制作用。文獻(xiàn)[18]在表貼式永磁同步電機(jī)的驅(qū)動(dòng)與控制中涉及了基于UDE 的電流控制器，并給出了控制器參數(shù)整定方法，但僅適用于id=0 的控制方式。

為了解決永磁同步電機(jī)在弱磁區(qū)參數(shù)非線性變化、電流諧波含量大的問(wèn)題，本文將延時(shí)濾波器與UDE 控制理論相結(jié)合，提出了一種新的應(yīng)用于弱磁工況下的電流諧波抑制策略。本文以20 kW 內(nèi)置式永磁同步電機(jī)為被控對(duì)象，通過(guò)仿真驗(yàn)證了所提弱磁控制算法的有效性。

1 PMSM 弱磁原理與電流諧波分析

1.1 PMSM 弱磁原理

忽略磁飽和、磁滯效應(yīng)及渦流損耗，在dq 坐標(biāo)系下，內(nèi)置式永磁同步電機(jī)的電壓方程及轉(zhuǎn)矩方程如式（1）、式（2）所示：

式中：Rs為定子電阻；Ld、Lq為 d、q 軸電感；ωr為轉(zhuǎn)子電角速度；ud、uq為 d、q 軸電壓；id、iq為 d、q 軸電流；ψf為電機(jī)永磁體磁鏈；p 為電機(jī)極對(duì)數(shù)；Te為電磁轉(zhuǎn)矩。

當(dāng)電機(jī)工作在額定轉(zhuǎn)速以下時(shí)，通常采用最大轉(zhuǎn)矩電流比（maximum torque per ampere，MTPA）控制，從而減小銅耗，提高電機(jī)效率。此時(shí)，d 軸電流給定值由式（3）決定：

隨著轉(zhuǎn)速升高，電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)不斷增大。但電機(jī)運(yùn)行的電壓幅值us及定子電流幅值is受逆變器容量的限制，即存在電壓極限Usmax及電流極限Ismax，因此d、q 軸電壓電流需要滿(mǎn)足式（4）、式（5）所示的約束條件：

忽略定子電阻壓降，結(jié)合電壓方程及電壓電流約束條件，當(dāng)電機(jī)工作在弱磁區(qū)時(shí)，d 軸電流的給定值由式（6）決定：

在永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)中，當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速小于基速時(shí)，電機(jī)工作在恒轉(zhuǎn)矩區(qū)，采用MTPA 控制，d 軸電流給定值由式（3）決定；當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速大于基速時(shí)，電機(jī)工作在恒功率區(qū)，采用弱磁控制，d 軸電流給定值由式（6）決定。永磁同步電機(jī)弱磁控制轉(zhuǎn)速-電流雙閉環(huán)控制框圖如圖1 所示。

圖1 永磁同步電機(jī)弱磁控制轉(zhuǎn)速-電流雙閉環(huán)控制框圖Fig.1 Speed-current dual closed-loop control diagram of flux-weakening control for PMSM

1.2 電流諧波分析

在永磁同步電機(jī)弱磁控制中，一些非理想因素會(huì)形成電流諧波，產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩波動(dòng)。

1.2.1 永磁體諧波因素

由于永磁體制造及工藝上的限制，其實(shí)際產(chǎn)生的轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)在氣隙中并非呈理想正弦分布。永磁體磁鏈除了包含永磁體產(chǎn)生的基波磁鏈ψ1外，還包括基波磁鏈的 3 次諧波 ψ3、5 次諧波 ψ5[19]。

利用坐標(biāo)變換，可得到考慮高次諧波的d、q 軸磁鏈表達(dá)式如下：

由式中可以看出，d、q 軸磁鏈中出現(xiàn)了隨位置角變化的6k 次諧波磁鏈?？紤]永磁體諧波的影響，IPMSM 弱磁區(qū)下的電壓、電流約束條件如下：

可見(jiàn)，在弱磁工況下d、q 軸電流中包含6 倍頻諧波分量[20]。

1.2.2 逆變器非線性因素

圖2 所示為永磁同步電機(jī)弱磁區(qū)電壓逆變器非線性示意圖。當(dāng)電機(jī)工作在弱磁區(qū)時(shí)，受逆變器中死區(qū)效應(yīng)、開(kāi)關(guān)管壓降等非線性因素的影響，使得電壓六邊形邊界向內(nèi)縮小，實(shí)際電壓軌跡不再是電壓六邊形的內(nèi)切圓[21]，如圖 2（b）所示。

圖2 永磁同步電機(jī)弱磁區(qū)電壓逆變器非線性示意圖Fig.2 Inverter nonlinearity effects on voltage applied to PMSM drives in flux-weakening region

（1）死區(qū)效應(yīng)造成的電壓誤差在d、q 軸下的表達(dá)式為：

式中：TD為死區(qū)時(shí)間；TS為控制周期；udc為逆變器直流母線電壓。由式（9）可得，d、q 坐標(biāo)軸下的電壓誤差包含直流分量及因死區(qū)效應(yīng)產(chǎn)生的6 倍頻諧波分量。

（2）考慮逆變器開(kāi)關(guān)管管壓降的實(shí)際電壓矢量與參考電壓矢量間的誤差電壓為：

式中：Δu 為一個(gè)控制周期內(nèi)的平均誤差電壓。

由式（10）可以看出，由開(kāi)關(guān)管壓降造成的誤差電壓存在奇次諧波，但經(jīng)坐標(biāo)變換到dq 軸坐標(biāo)系下，仍轉(zhuǎn)化為6 倍頻諧波信號(hào)。

2 基于UDE 的控制器設(shè)計(jì)

UDE 控制的基本原理是通過(guò)設(shè)計(jì)一個(gè)合適的濾波器，估計(jì)未知的干擾信號(hào)，將其用于合成魯棒控制器。基于UDE 理論設(shè)計(jì)出的控制器主要包括參考模型微分、誤差跟蹤、實(shí)際模型逆三部分，其結(jié)構(gòu)圖如圖3 所示。由第1.2 節(jié)分析可知，在弱磁控制中電流環(huán)往往受磁場(chǎng)和逆變器非線性因素影響，而含有6 倍頻諧波信號(hào)。本文在設(shè)計(jì)電流控制器時(shí)把該信號(hào)視為干擾項(xiàng)，通過(guò)設(shè)計(jì)合適的擾動(dòng)估計(jì)器進(jìn)行補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)電流諧波抑制的目的。

圖3 基于UDE 的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.3 Schematic diagram of UDE control system

2.1 含擾動(dòng)因素項(xiàng)的永磁電機(jī)模型

由IPMSM 的電壓方程，建立包含有未知干擾項(xiàng)的電機(jī)模型，其矩陣形式如式（11）所示：

2.2 基于UDE 算法的參考模型及誤差方程

對(duì)于弱磁控制下的IPMSM 而言，為了實(shí)現(xiàn)電流環(huán)d、q 軸實(shí)際電流對(duì)給定電流的良好跟蹤，選擇期望的參考模型定義如下：

式中：xm=[idm，iqm]T為參考狀態(tài)矢量為參考給定指令。通過(guò)選擇合適的系數(shù)矩陣Am、Bm使得控制器能夠滿(mǎn)足電流響應(yīng)性能。

對(duì)于IPMSM 而言，由于交直軸電感不同，設(shè)計(jì)系數(shù)矩陣形式如下：

式中：α、β為相互獨(dú)立的2 個(gè)正實(shí)數(shù)。

為了實(shí)現(xiàn)d、q 軸電流的穩(wěn)定跟隨，需要狀態(tài)矢量x（t）收斂至其參考軌跡 xm（t），即跟蹤誤差逐漸收斂至0。定義跟蹤誤差方程如下：

由此得到輸入矢量u（t）為：

其中，ud（t）=f（t）+d（t），它是由電機(jī)參數(shù)擾動(dòng)及包含電流諧波在內(nèi)的系統(tǒng)擾動(dòng)兩部分組成，稱(chēng)之為集總擾動(dòng)。

將電壓控制率代入到系統(tǒng)實(shí)際模型的狀態(tài)方程中，化簡(jiǎn)整理得：

由 Am特征值-α <0，-β <0 得，誤差方程是漸進(jìn)穩(wěn)定的，即：采用上述電壓控制率的結(jié)構(gòu)，能保證電機(jī)實(shí)際電流穩(wěn)定跟蹤參考電流。

2.3 改進(jìn)UDE 的電壓控制率

針對(duì)電機(jī)系統(tǒng)中存在的階躍擾動(dòng)信號(hào)，采用一階低通濾波器對(duì)集總擾動(dòng)進(jìn)行估計(jì)，傳遞函數(shù)為：

式中：W（s）為一階低通濾波器的 s 域表達(dá)式；ωF為一階低通濾波器的截止頻率。

針對(duì)弱磁控制中，永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)電流環(huán)存在6 倍頻諧波的問(wèn)題，引入延時(shí)濾波器（time delay filter，TDF）對(duì)集總擾動(dòng)進(jìn)行估計(jì)，實(shí)現(xiàn)對(duì)電流諧波的抑制作用。

在式（17）的基礎(chǔ)上結(jié)合延時(shí)濾波器，得到含有6倍頻擾動(dòng)信號(hào)的集總擾動(dòng)估計(jì)如式（18）所示：

式中：ωF為一階低通濾波器的截止頻率；ω0為延時(shí)濾波器所要抑制的諧波頻率。以被試電機(jī)為例，電機(jī)極對(duì)數(shù)p =4，當(dāng)電機(jī)運(yùn)行于弱磁區(qū)轉(zhuǎn)速6 000 r/min 時(shí)，基頻為400 Hz，此時(shí)6 倍頻擾動(dòng)信號(hào)為2.4 kHz。由式（19）得，一階低通-延時(shí)濾波器的閉環(huán)傳遞函數(shù)bode圖如圖4 所示，由圖4（b）可以看出，6 倍頻諧波處具有很高增益。

圖4 一階低通-延時(shí)濾波器閉環(huán)傳遞函數(shù)bode 圖Fig.4 Bode diagram of closed loop transfer function of first-order low-pass-delay filter

將式（18）的集總擾動(dòng)估計(jì)代入到式（15）的備選電壓控制率中，得：

式中，Gf（s）表達(dá)式如下所示：

經(jīng)化簡(jiǎn)整理，得到含延時(shí)濾波器的UDE 電壓控制率如式（21）所示：

將 Gp、Gi代入到式（21）中，即可得到能夠抑制倍頻諧波的永磁同步電機(jī)電流環(huán)UDE 控制器。如式（21）所示，UDE 控制器參數(shù)包括參考模型參數(shù)α、β，一階低通濾波器截止頻率ωF以及延時(shí)濾波器參數(shù)T0。其中，α、β根據(jù)參考模型微分部分的跟蹤效果整定，一階低通濾波器截止頻率ωF根據(jù)誤差跟蹤調(diào)節(jié)器部分idm、iqm的跟蹤性能整定，延時(shí)濾波器參數(shù)T0由式（18）計(jì)算得到。以d 軸為例，采用延時(shí)濾波的UDE 控制器原理圖如圖5 所示。

圖5 采用延時(shí)濾波的UDE 控制器原理圖Fig.5 Schematic diagram of UDE controller using TDF

由圖5 可知，采用延時(shí)濾波的UDE 控制器主要包含參考模型微分、誤差跟蹤調(diào)節(jié)器、實(shí)際模型逆3 部分，分別與式（21）相應(yīng)序號(hào)對(duì)應(yīng)。其中，參考模型的微分前饋環(huán)節(jié)可以加快誤差收斂過(guò)程；誤差跟蹤調(diào)節(jié)器對(duì)集總擾動(dòng)進(jìn)行準(zhǔn)確估計(jì)，用于補(bǔ)償實(shí)際模型與參考模型的跟蹤誤差；實(shí)際模型逆模塊抵消了永磁同步電機(jī)的已知模型部分。與PI 控制相比，UDE 控制器含有微分項(xiàng)，能夠獲得更佳的控制性能。

3 弱磁切換策略

在弱磁控制中，電機(jī)是否進(jìn)入弱磁狀態(tài)的判斷條件主要有轉(zhuǎn)速判斷和電壓判斷2 種，一般通過(guò)電機(jī)當(dāng)前轉(zhuǎn)速或者定子電壓判斷是否進(jìn)入弱磁狀態(tài)。

以固定轉(zhuǎn)速作為弱磁切換條件時(shí)，首先計(jì)算得到恒轉(zhuǎn)矩區(qū)及恒功率區(qū)的轉(zhuǎn)折速度，然后利用電機(jī)實(shí)時(shí)轉(zhuǎn)速與轉(zhuǎn)折速度作對(duì)比，判斷電機(jī)是否進(jìn)入弱磁狀態(tài)。這會(huì)造成計(jì)算方式在之間的頻繁切換，從而形成較大的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)

以電壓作為弱磁切換條件時(shí)，通過(guò)實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)定子電壓Us是否超過(guò)逆變器直流側(cè)的最大電壓Usmax，來(lái)判斷電機(jī)是否進(jìn)入弱磁區(qū)域。為保證控制器的可靠性，通常利用最大電壓Usmax與定子電壓Us的差值△U = Usmax-Us與某一固定閾值做對(duì)比。閾值的整定過(guò)程較為繁瑣，且為保證弱磁切換的可靠性，閾值會(huì)一定程度上犧牲直流母線電壓的利用率，無(wú)法提供更寬的弱磁區(qū)范圍。

因此，設(shè)計(jì)一種新的弱磁切換方法，邏輯如下。

情況1：當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速達(dá)到轉(zhuǎn)折速度，且電壓差滿(mǎn)足條件時(shí)，d 軸電流的給定方式由切換至

情況2：當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速小于轉(zhuǎn)折速度，且電壓差不滿(mǎn)足條件時(shí)，d 軸電流的給定方式由切換至

情況3：若電機(jī)轉(zhuǎn)速達(dá)到轉(zhuǎn)折速度，但電壓差不滿(mǎn)足條件，系統(tǒng)仍能以最大功率運(yùn)行在MTPA 狀態(tài)，此時(shí)d 軸電流給定值仍保持

情況4：若電機(jī)轉(zhuǎn)速小于轉(zhuǎn)折速度，但電壓差滿(mǎn)足條件，此時(shí)系統(tǒng)已經(jīng)達(dá)到飽和，d 軸電流給定值由切換至

該弱磁切換策略的邏輯規(guī)則如表1 所示。

表1 所提弱磁控制切換策略Tab.1 The proposed field weakening control switching algorithm

在該切換策略下，相當(dāng)于為固定轉(zhuǎn)速的切換點(diǎn)增加了以電壓差為環(huán)寬的滯環(huán)比較器，從而避免了以固定轉(zhuǎn)速進(jìn)行弱磁切換時(shí)帶來(lái)的算法頻繁切換、轉(zhuǎn)矩波動(dòng)大的問(wèn)題。以被試電機(jī)為例構(gòu)建仿真模型，轉(zhuǎn)速給定方式為斜坡給定，恒轉(zhuǎn)矩區(qū)與恒功率區(qū)的切換轉(zhuǎn)速為4 500 r/min，滯環(huán)比較器的環(huán)寬N=10，仿真結(jié)果如圖6 所示。

圖6 所提方法仿真結(jié)果Fig.6 Simulation comparison of proposed method

圖6 可以看出，在1.5 s 左右電機(jī)轉(zhuǎn)速達(dá)到4 500 r/min，開(kāi)始由恒轉(zhuǎn)矩區(qū)進(jìn)入到弱磁區(qū)。仿真結(jié)果表明，在所提出的弱磁切換策略下，電機(jī)升速平穩(wěn)，轉(zhuǎn)矩?zé)o明顯波動(dòng)，有效實(shí)現(xiàn)了弱磁控制下的平滑切換。

4 仿真結(jié)果與分析

為了驗(yàn)證所提出的基于UDE 理論設(shè)計(jì)的電流控制算法的有效性，針對(duì)一套20 kW 內(nèi)置式永磁同步電機(jī)進(jìn)行了仿真分析。仿真系統(tǒng)參數(shù)如表2 所示。仿真系統(tǒng)中，開(kāi)關(guān)頻率設(shè)定為10 kHz，直流母線電壓為320 V。

表2 仿真電機(jī)參數(shù)Tab.2 Parameters of tested IPMSM

仿真結(jié)果如圖7 所示。仿真中電機(jī)轉(zhuǎn)速給定方式選擇斜坡起動(dòng)，斜率為1 s 升速3 000 r/min，目標(biāo)轉(zhuǎn)速6 000 r/min，對(duì)應(yīng)加速過(guò)程中的負(fù)載轉(zhuǎn)矩為62 N·m。

圖7 所提控制策略可行性仿真Fig.7 Feasibility simulation of the proposed control strategy

從圖7 可以看出，在采用本文所提出的UDE 弱磁控制策略時(shí)，電機(jī)能夠平穩(wěn)運(yùn)行，電流實(shí)際值能夠穩(wěn)定、準(zhǔn)確跟蹤給定值，轉(zhuǎn)矩波動(dòng)小。同時(shí)，在1.5 s 左右電機(jī)轉(zhuǎn)速達(dá)到4 500 r/min 時(shí)，電機(jī)由恒轉(zhuǎn)矩區(qū)進(jìn)入到弱磁區(qū)時(shí)，過(guò)渡平滑，不存在轉(zhuǎn)速波動(dòng)及明顯的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)。

圖8 為不同控制策略下永磁同步電機(jī)弱磁運(yùn)行的仿真結(jié)果，（a）、（b）別給出了 PI 控制與本文所 UDE控制的仿真結(jié)果。PI 控制下的控制器參數(shù)為：Kpd=2πfNLd=0.251，Kpq=2πfNLq=0.697，Kid=Kiq=2πfNRs=14.326[22]。UDE 控制下的控制器參數(shù)為：α =8 500，β =4 500，ωF=0.000 03，T0=0.002 6。轉(zhuǎn)速 n，dq 軸電流 id、iq，轉(zhuǎn)矩Te及相電流ia的仿真波形如圖8 所示。

仿真中目標(biāo)轉(zhuǎn)速6 000 r/min，轉(zhuǎn)速斜坡給定斜率為10 s 升速至6 000 r/min，電機(jī)空載起動(dòng)，5 s 時(shí)負(fù)載轉(zhuǎn)矩階躍為 30 N·m。對(duì)比圖 8（a）、圖 8（b）可以看出，傳統(tǒng)PI 控制下電機(jī)在1.5 s 進(jìn)入弱磁區(qū)時(shí)存在明顯的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)，在弱磁區(qū)運(yùn)行時(shí)電流波動(dòng)及轉(zhuǎn)矩波動(dòng)較大，負(fù)載突變時(shí)dq 軸電流有明顯超調(diào)，且與本文提出的UDE 弱磁控制相比，相同負(fù)載轉(zhuǎn)矩下電流諧波含量高。PI 控制下，dq 軸電流峰-峰值波動(dòng)分別為29.7 A和10.5 A，轉(zhuǎn)矩波動(dòng)的峰-峰值為7.3 N·m，負(fù)載轉(zhuǎn)矩為 0 N·m 及 30 N·m 時(shí)對(duì)應(yīng)的相電流 THD 分別為28.01%和20.70%；而本文提出的UDE 弱磁控制下，d、q 軸電流峰-峰值波動(dòng)分別為9.2 A 和7.6 A，轉(zhuǎn)矩波動(dòng)的峰-峰值為3.2 N·m，負(fù)載轉(zhuǎn)矩為0 N·m 及30 N·m時(shí)對(duì)應(yīng)的相電流THD 分別為17.73%和9.28%。對(duì)比圖8（d）中左右兩圖的FFT 諧波頻譜可以看出，負(fù)載轉(zhuǎn)矩為 0 N·m 及 30 N·m 時(shí)對(duì)應(yīng)的相電流 5、7 次諧波均有明顯減小，根據(jù)坐標(biāo)變換理論分析可知，dq 軸系下的定子電流中6 倍頻諧波得到了有效抑制。綜上，本文所提含延時(shí)濾波器的UDE 弱磁控制算法可以有效減小電流波動(dòng)、轉(zhuǎn)矩波動(dòng)，抑制電流諧波含量。

圖8 不同策略下弱磁控制仿真波形Fig.8 Simulation results for flux weakening control under different strategies

5 結(jié) 論

電流諧波含量高、轉(zhuǎn)矩波動(dòng)大是永磁同步電機(jī)弱磁控制中存在的重要問(wèn)題。針對(duì)這一問(wèn)題，本文分析了電機(jī)永磁體及逆變器非線性因素造成的電流諧波，在此基礎(chǔ)上采用UDE 控制理論，設(shè)計(jì)了含有延時(shí)濾波器的UDE 電流控制器，實(shí)現(xiàn)了對(duì)電流諧波的抑制。此外，充分考慮了不同工況下電機(jī)轉(zhuǎn)速及定子電壓兩種因素的影響，為傳統(tǒng)PMSM 弱磁切換中固定轉(zhuǎn)速的切換點(diǎn)增加了以電壓差為環(huán)寬的滯環(huán)比較器，實(shí)現(xiàn)了電機(jī)從恒轉(zhuǎn)矩區(qū)向弱磁區(qū)的平滑切換。采用一套20 kW 內(nèi)置式永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)平臺(tái)進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果表明：

（1）與傳統(tǒng)PI 控制相比，采用本文所提出的控制策略時(shí)能夠使永磁同步電機(jī)的d、q 軸電流波動(dòng)分別降低69%與28%；

（2）與傳統(tǒng)PI 控制相比，采用本文所提出的控制策略時(shí)能夠使永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)降低56%；

（3）與傳統(tǒng)PI 控制相比，采用本文所提出的控制策略時(shí)空載下的電流諧波含量降低了37%，帶載情況下的電流諧波含量降低了55%；

（4）在使用本文所提出的弱磁切換方法時(shí)，能夠有效實(shí)現(xiàn)永磁同步電機(jī)在恒轉(zhuǎn)矩區(qū)與弱磁區(qū)之間的平滑切換。

綜上，本文所提含延時(shí)濾波器的UDE 弱磁區(qū)諧波抑制策略能夠有效削弱弱磁工況下的電流波動(dòng)及轉(zhuǎn)矩波動(dòng)，減小電流諧波含量，保證弱磁控制下電機(jī)由恒轉(zhuǎn)矩區(qū)向弱磁區(qū)過(guò)渡時(shí)的平滑切換，提高電機(jī)系統(tǒng)的運(yùn)行性能。