袁榕蔚，劉 超，陳萬軍

（電子科技大學(xué)電子薄膜與集成器件國家重點實驗室，成都 610054）

1 引言

脈沖功率系統(tǒng)可以在極短的時間（微秒或者納秒量級）內(nèi)產(chǎn)生兆瓦級別的瞬時高功率，因此被廣泛應(yīng)用于粒子加速、廢氣廢水凈化、食品加工等諸多領(lǐng)域[1-3]。其中脈沖功率開關(guān)是脈沖功率系統(tǒng)的核心組成部分，具有高阻斷電壓、高峰值電流、高di/dt能力，其開關(guān)性能直接影響脈沖系統(tǒng)的輸出特性，是脈沖功率技術(shù)的重要研究方向之一[4]。

在電力電子領(lǐng)域眾多電力半導(dǎo)體器件之中，絕緣柵雙極性晶體管（Insulate-Gate Bipolar Transistor，IGBT）是當(dāng)今發(fā)展較為迅速的全控型半導(dǎo)體開關(guān)器件，應(yīng)用較為廣泛。但如果應(yīng)用在高di/dt和高峰值電流的條件下，IGBT就很難滿足應(yīng)用要求。MOS柵控晶閘管(MOS-Controlled Thyristor，MCT)無疑是更好的選擇，它既有MOS電壓控制、驅(qū)動電路簡單、開關(guān)速度高、開關(guān)損耗小的優(yōu)點，又有晶閘管的高di/dt、低導(dǎo)通電阻等優(yōu)點，因此更適合使用在脈沖系統(tǒng)當(dāng)中。一種陰極短接的MOS控制晶閘管 (Cathodic Short MOS-Controlled Thyristor，CS-MCT)相對于常規(guī)MCT表現(xiàn)出更好的脈沖性能[5-7]。

CS-MCT相對于其他的功率器件具有較好的脈沖特性，針對CS-MCT的dv/dt耐量和串聯(lián)方面也做了廣泛的研究[8-9]。但在脈沖功率系統(tǒng)對脈沖電流的需求不斷提高的情況下，單個器件的脈沖電流已經(jīng)難以滿足應(yīng)用的要求，CS-MCT的并聯(lián)就是一種快速有效的解決方案。但與IGBT不同，CS-MCT在開啟后脈沖寬度很短，一般在納秒量級。這就使得并聯(lián)的器件如果導(dǎo)通延遲不同，會有大量電流流經(jīng)優(yōu)先導(dǎo)通的器件，導(dǎo)致模塊負荷分配不均，電流較大的器件加速老化和損壞，降低系統(tǒng)的穩(wěn)定性，因此解決CS-MCT并聯(lián)均流問題是必要的。

2 導(dǎo)通延遲仿真分析

2.1 柵電阻對MCT導(dǎo)通延遲的影響分析

影響MCT均流的因素有很多，主要可以分成兩類，一類影響器件的靜態(tài)均流，另一類主要影響器件的動態(tài)均流。靜態(tài)不均流是指器件在開啟之后的電流分布不均，造成的原因主要是器件的導(dǎo)通電阻不相同，溫度和支路電感分布不均；動態(tài)不均流是指器件開啟瞬間的不均流情況。造成的原因與柵驅(qū)動電阻、柵極電感、閾值電壓和柵極驅(qū)動信號有關(guān)。下文重點分析柵驅(qū)動電阻對器件均流的影響。

圖1中Vg為柵極驅(qū)動信號的輸出電壓，仿真和實驗中脈沖信號為10 V，周期10 s，脈沖占空比為0.05%。Rg為柵驅(qū)動電阻，Cin為柵驅(qū)動電路電容。Rs為驅(qū)動回路的寄生電阻和器件固有的柵電阻，Ls為驅(qū)動電路的寄生電感。Cin柵極輸入電容由Cgs和Cgd構(gòu)成，需要對電容充電達到閾值電壓后柵電器件開啟，所以充電前后邊界條件如式（1）所示。

圖1 4顆CS-MCT并聯(lián)時驅(qū)動回路電路

其中驅(qū)動回路寄生電感較小，同時對柵電容充電，由于絕緣的氧化層存在，柵電流iGSS很小，所以，diGSS/dt也很小，驅(qū)動回路寄生電感電壓如式（2）所示。

所以第一級驅(qū)動電路儲能電容兩端電壓隨時間的關(guān)系為一階零狀態(tài)響應(yīng)，電容兩端電壓關(guān)系如式（3）所示。

設(shè)ΔT為脈沖信號上升閾值電壓所需的時間，通過式（3）可以得到的上升時間ΔT見式（4），可以看出，多個器件并聯(lián)時使得器件的柵壓同時到達閾值電壓，這與柵電阻、柵電容、器件的閾值電壓有關(guān)，同時要保證驅(qū)動回路的對稱性。

在不添加?xùn)膨?qū)動電阻時，即Rg=0Ω，外電路設(shè)計時保證了4條支路的驅(qū)動寄生電感相同，這時的ΔTD(on)見式（5），如果4顆器件的一致性不好，特別是器件固有的柵電阻不同，就會導(dǎo)致4顆器件導(dǎo)通延遲不同，開啟不同步。

為定義并聯(lián)器件的電流均勻性程度，引入均勻度概念，均勻度定義為通過并聯(lián)器件最大的電流與最小的電流之差與總電流之比，均勻度公式如式（6）所示，通過該定義可以較好地描述并聯(lián)器件電流的均勻性。

圖2是在1200 V、0.68μF下不同柵驅(qū)動電阻的脈沖放電特性曲線。器件T1到T4的柵驅(qū)動電阻分別為10Ω、20Ω、30Ω、40Ω，其他靜態(tài)參數(shù)均相同。通過圖2可以看出，隨著柵電阻的增大，器件的柵陰極之間的電壓上升速率減慢，因此柵驅(qū)動電阻小的器件更早達到閾值電壓，其開啟的時間相較其他器件更短，儲能電容上的電荷會優(yōu)先通過更早開啟的器件，造成電流分配不均。仿真結(jié)果也如式（4）所示。表1是1200 V下不同柵電阻的導(dǎo)通延遲和峰值電流大小，柵驅(qū)動電阻越大的器件導(dǎo)通延遲更大，開啟的越晚，峰值電流越小，可見柵電阻對器件均流影響較大。

表1 1200 V下不同柵驅(qū)動電阻的CS-MCT脈沖特性參數(shù)

圖2 1200 V下不同柵電阻CS-MCT并聯(lián)的脈沖放電曲線

2.2 MCT均流策略

圖3是改變柵驅(qū)動電阻補償器件的導(dǎo)通延遲，從而對具有不同固有柵電阻的器件進行均流處理后的脈沖曲線。通過增加4顆器件T1、T2、T3、T4的柵驅(qū)動電阻，增加量分別為30Ω、20Ω、10Ω、0Ω，Cin都是1 nF，從而使得器件的柵電阻（器件的固有柵電阻和外電路的柵驅(qū)動電阻）均相同，保證器件同時開啟。由圖3的仿真結(jié)果可見，在柵驅(qū)動電阻增加過程中柵極信號充電速度減慢，延遲時間增大，增加器件的開啟延遲，使得4顆原本開啟不一致的器件同步開啟，從而改善了器件并聯(lián)的均流特性。表2為導(dǎo)通延遲補償后的脈沖參數(shù)，相比于補償之前，電流并聯(lián)的均勻性有很大的改善。

圖3 導(dǎo)通延遲補償后的脈沖特性曲線

表2 導(dǎo)通延遲補償后脈沖特性參數(shù)

3 均流策略測試驗證

脈沖放電測試原理圖如圖4所示，通過直流電源對儲能電容進行充電，R0為保護電阻，通過較長時間充電完成后，信號發(fā)生器產(chǎn)生脈沖信號，器件開啟，在極短的時間內(nèi)將產(chǎn)生較大的脈沖電流。

圖4 脈沖放電測試原理

圖5是一個CS-MCT在1500 V下的單獨脈沖測試結(jié)果，儲能電容為3μF，此時的脈沖電流為15840 A，該器件在提高直流電源的電壓后器件發(fā)生失效，通過萬用表測試，發(fā)現(xiàn)器件的陰陽極電阻耐壓過低，柵極與柵陰極之間電阻過低，說明柵極部分損壞，失去控制能力，從實驗現(xiàn)象看，失效原因是由于陽極電流過大，脈沖電流流經(jīng)CS-MCT產(chǎn)生的功耗過大，導(dǎo)致器件的柵極失去控制能力，導(dǎo)致器件失效。

圖5 1500 V下單獨MCT脈沖測試波形

即使同一批次器件的特性也存在差異，對大量器件進行靜態(tài)參數(shù)測試，發(fā)現(xiàn)其中CS-MCT柵電阻大量分布在3.5～4.5Ω之間，有個別器件的柵電阻大于5Ω，當(dāng)這些柵電阻較大的器件用在并聯(lián)電路中時，這些器件開啟較晚，導(dǎo)致流過其中的電流較小，而其他柵電阻較小的器件先開啟，流過較大的電流，從而影響脈沖電路的可靠性，這些器件就需要做均流處理。表3為均流實驗中CS-MCT的靜態(tài)特性參數(shù)。

表3 并聯(lián)均流實驗中4顆器件的靜態(tài)特性參數(shù)

圖6為儲能電容為4μF、不同陽極電壓下4顆器件在導(dǎo)通補償前后的支路脈沖峰值電流與平均電流之差的散點圖和均勻度，可以看出補償后的支路電流一致性有較大的改善，并聯(lián)電流的均勻度導(dǎo)通補償后相比于補償前有明顯的降低，說明導(dǎo)通補償法可以較好地改善并聯(lián)均流特性。后續(xù)將以1600 V下的脈沖測試為例進行分析。

圖6 不同電壓下各支路脈沖峰值電流與平均電流之差的散點圖和均勻度

圖7為1600 V下的4顆CS-MCT均流實驗測試脈沖，儲能電容為4μF。通過合理設(shè)計測試電路，保證外電路的影響因素如支路電感等保持相同，通過測試發(fā)現(xiàn)4顆器件的脈沖寬度基本保持一致，這說明4條支路的電感基本相同。此時4顆器件的總脈沖電流為21700 A，遠超過單個CS-MCT的脈沖上限，可見并聯(lián)可以顯著提高器件的電流極限。

圖7 導(dǎo)通延遲補償前4顆CS-MCT的脈沖測試波形

通過前文的仿真分析可知，柵電阻會影響器件的導(dǎo)通延遲，而4號器件的導(dǎo)通延遲最大，1號器件的導(dǎo)通延遲最小，這個現(xiàn)象是由于柵電阻的不同：4號器件的柵電阻最大，器件的開啟最晚，1號器件的柵電阻最小，器件的開啟最早，這就導(dǎo)致了較多的電流流過1號，較少的電流流經(jīng)4號器件，造成電流分布不均，影響電路的可靠性。以4號器件為基準(zhǔn)電流，4顆器件的電流之比為1.48∶1.33∶1.22∶1。導(dǎo)通補償前并聯(lián)電流的均勻度為9.56%。

現(xiàn)對4顆器件進行柵電阻導(dǎo)通延遲處理，1600 V下柵電阻導(dǎo)通延遲后的測試結(jié)果如圖8所示，由于4顆器件柵電阻不同導(dǎo)致導(dǎo)通延遲時間不一致，所以在4號器件柵極連接跳線，3號柵極串聯(lián)1Ω驅(qū)動電阻，2號器件柵極串聯(lián)2Ω驅(qū)動電阻，1號器件柵極串聯(lián)3.3Ω驅(qū)動電阻。在經(jīng)過串聯(lián)柵驅(qū)動電阻后，4顆器件的導(dǎo)通延遲相較于均流之前一致性提高，同時4顆器件的脈沖峰值電流之間的差距相較于均流之前也有很大的改善，以4號器件為基準(zhǔn)，4顆器件的電流之比為0.94∶0.98∶0.95∶1。導(dǎo)通補償后并聯(lián)電流的均勻度為1.62%。

圖8 導(dǎo)通延遲補償后4顆CS-MCT的脈沖測試波形

4 結(jié)論

本文以并聯(lián)CS-MCT模塊為分析對象，首先建立柵驅(qū)動電阻影響均流的數(shù)學(xué)模型，然后通過理論分析、仿真和實驗驗證發(fā)現(xiàn)，柵電阻通過影響器件的導(dǎo)通延遲時間，從而影響并聯(lián)器件的電流均勻度。同時通過大電容并聯(lián)試驗，驗證并聯(lián)可以顯著提高電流極限，最后通過柵電阻進行導(dǎo)通延遲，優(yōu)化了由于器件的靜態(tài)特性不一致造成的器件不均流，利用柵電阻導(dǎo)通延遲可以較好地優(yōu)化器件的均流特性，簡單可行，確保并聯(lián)模塊工作的可靠性。