王子岳，劉多偉，程 飛，黃卡瑪

（四川大學電子信息學院，成都 610065）

1 引言

微波大功率信號源是指可以產(chǎn)生瓦級以上功率的微波信號源，通常工作在2.45 GHz等ISM頻段，可以應用于微波醫(yī)療、微波爐、消毒滅菌、微波等離子體燈等領域[1-4]。產(chǎn)生大功率微波的來源主要有2種：電真空器件（磁控管、行波管等）和微波固態(tài)器件。電真空器件的直流到微波的轉換效率較高，輸出功率一般可以達到上百瓦，但是具有使用壽命有限、可靠性差、占用體積較大等問題。雖然相較于傳統(tǒng)的電真空器件，微波固態(tài)功率源的輸出功率和效率較低，但隨著LDMOS和GaN等技術的日益發(fā)展，這些問題都在逐步解決。此外，微波固態(tài)功率源使用壽命長、可靠性高、體積小、易于集成[5-7]。為了解決固態(tài)器件的單器件輸出功率較低的問題，可以利用功率合成技術，使用多個固態(tài)器件的并聯(lián)放置實現(xiàn)高功率輸出[7]。

微波大功率信號源的核心器件包括鎖相環(huán)電路與功率放大器電路。目前鎖相環(huán)技術很成熟，使用單片機控制能產(chǎn)生高精度、穩(wěn)定的微波小信號輸出。功率放大器在民用通信及軍用雷達方面有著巨大的需求，LDMOS、GaN-HFET、MOSFET等放大器發(fā)展迅猛，功率與效率均在不斷提升。文獻[8]利用LDMOS器件，采用三級放大電路，在S波段獲得了240 W的功率輸出；文獻[9]利用不平衡耦合諧振器反饋電路，設計了一款在S波段工作的MOSFET大功率微波源，在2.45 GHz處的輸出功率可達203 W；文獻[10]利用鎖相環(huán)和壓控衰減器設計了一款頻率和功率均可調節(jié)的固態(tài)微波源，在400～500 MHz頻段輸出功率范圍為-7～36 dBm。

本文提出了一種固態(tài)微波源設計方案，該方案采用鎖相環(huán)芯片作為穩(wěn)定的頻率源輸出2.45 GHz的小信號，再經(jīng)過衰減、放大、濾波等，最后實現(xiàn)了14.0～39.8 dBm的功率輸出，且輸出功率可以按照0.5 dB的步進進行控制。測試結果表明該固態(tài)源具有輸出頻率穩(wěn)定、控制方便、諧波抑制度高等優(yōu)點，能應用于微波加熱、無線能量傳輸、微波等離子體等領域。

2 微波功率源設計

2.1 總體設計

本文提出的大功率微波源的整體框架如圖1所示。單片機控制鎖相環(huán)輸出2.45 GHz微波小信號，依次經(jīng)過衰減器、第一級驅動放大器、數(shù)控衰減器、二級驅動放大器、低通濾波器、末級功率放大器，最后得到大功率的微波連續(xù)波輸出。第一級衰減器的作用是將鎖相環(huán)與后級電路進行隔離，防止后級電路對鎖相環(huán)電路產(chǎn)生牽引作用。單片機可對數(shù)控衰減器進行控制，實現(xiàn)輸出功率0.5 dB的步進控制。

圖1 功率源原理

2.2 各模塊電路設計

2.2.1頻率源電路

相較于壓控振蕩器等頻率源，鎖相頻率合成器（鎖相環(huán)）具有頻率穩(wěn)定度較高等優(yōu)點[10]，因此應用較廣泛。鎖相環(huán)的原理如圖2所示，主要由3個模塊構成：鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LF）和壓控振蕩器（VCO）。VCO的輸出信號經(jīng)過N分頻器后與參考頻率信號共同作為PD的輸入，PD的輸出電壓正比于兩輸入信號的相位差，經(jīng)過LF濾除高頻分量和噪聲后，作為VCO的控制電壓輸入，該電壓使VCO的頻率和相位發(fā)生變化，直至VCO的輸出頻率與參考輸入頻率一致，此時稱環(huán)路被鎖定[11-12]。

圖2 鎖相環(huán)原理

本次設計采用ADF4350作為頻率源。ADF4350是由ADI公司推出的一款寬帶頻率合成器，內部具有一個集成VCO，可輸出2.2～4.4 GHz的基波頻率，同時可以利用內部分頻電路輸出低至137.5 MHz的頻率。ADF4350使用SPI接口與微控制器通信，在控制過程中需要使用微控制器向ADF4350的6個控制寄存器寫入控制字，從而實現(xiàn)對頻率源的輸出控制。

ADF4350的輸出頻率計算公式為：

其中，fPFD為鑒相頻率，I為整數(shù)分頻系數(shù)，F(xiàn)為小數(shù)分頻系數(shù)，M為模數(shù)。鑒相頻率的配置由式（2）給出：

其中，fIN為輸入基準頻率，D為fIN倍頻器位，R為RF基準分頻系數(shù)，T為基準2分頻位（0或1）。

在設計中，使用25 MHz溫補晶振作為輸入基準頻率，即fIN=25 MHz。取fPFD=fIN=25 MHz，則D=T=0，R=1。根據(jù)設計要求，需要輸出2.45 GHz的頻率信號。由于2.45 GHz在2.2～4.4 GHz的基頻范圍中，因此不需要使用RF分頻器，取M=2，I=98，F(xiàn)=0，根據(jù)式(1)可以計算出fOUT=2.45 GHz。環(huán)路濾波器為低通濾波器，對整個環(huán)路的參數(shù)調整起到關鍵作用。本次設計中使用三階無源濾波器，其電路如圖3所示。ADF4350共有4個輸出端口，即VCO輸出、互補VCO輸出、輔助VCO輸出和互補輔助VCO輸出。在本次設計中，使用互補VCO輸出，并關閉輔助輸出，輸出功率設置為-4 dBm。

圖3 環(huán)路濾波器原理

2.2.2第一級驅動放大器

微波信號由頻率源產(chǎn)生后，首先經(jīng)過第一級驅動放大器。第一級驅動放大器采用安華高公司的增強型高電子遷移率晶體管ATF55143，其工作頻率范圍為450 MHz～6 GHz，在2 GHz時具有低至0.6 dB@2.7 V、10 mA的噪聲系數(shù)和17.7 dB@2.7 V、10 mA的增益。

本文使用ADS對第一級驅動放大器進行仿真設計，電路原理如圖4所示。本設計選擇漏極電壓Vds=2.7 V、漏極電流Ids=10 mA作為低噪聲放大器的靜態(tài)工作點，電路采用5 V單電源供電。使用ADS的StabFact控件進行穩(wěn)定性分析，放大器穩(wěn)定系數(shù)大于1，避免了自激。放大器輸入輸出端分別采用15 pF和10 pF的電容進行阻抗匹配和隔直。

圖4 第一級驅動放大器電路原理

圖5是對第一級驅動放大器S參數(shù)和輸出功率仿真結果。在2.45 GHz處，放大器的增益達到17.38 dB，S11低于-20 dB，輸入功率為0 dBm時，輸出功率被壓縮但仍可達到15 dBm。

圖5 第一級驅動放大器仿真結果

2.2.3數(shù)控衰減器電路

本文采用Peregrine公司的數(shù)控衰減器芯片PE4302進行輸出功率的控制，數(shù)控衰減器電路原理如圖6所示。該電路工作頻段為DC至4 GHz，具有6位控制字，可以實現(xiàn)0.5～31.5 dB的步進衰減，步進值為0.5 dB，通過SPI接口對功率衰減值進行控制，可以滿足本文設計的微波功率源的幅度控制要求。

圖6 數(shù)控衰減器電路原理

2.2.4第二級驅動放大器

第一級驅動放大器的輸出功率不足以驅動末級功率放大器，因此放大鏈路采用了第二級驅動放大器。第二級驅動放大器使用Qorvo公司的放大器芯片TQP3M9028，該芯片在2.45 GHz的增益大約為14.4 dB，輸出1 dB壓縮點為19.8 dBm。該芯片為內匹配，只需要增加直流偏置電路及100 pF的隔直電容即可工作，偏置電壓為5 V，其電路原理如圖7所示。

圖7 第二級驅動放大器原理

2.2.5低通濾波器電路

由于鎖相環(huán)及放大器會產(chǎn)生高次諧波，因此本文采用廣義切比雪夫低通濾波器對這些高次諧波進行濾除。與切比雪夫低通濾波器相比，廣義切比雪夫低通濾波器在帶外有更多的零點，能實現(xiàn)更好的帶外抑制特性[13]。由于信號源輸出的微波信號頻率為2.45 GHz，諧波為4.9 GHz和7.35 GHz，因此將低通濾波器的截止頻率設定為3.6 GHz，且在4.9 GHz和7.35 GHz處的抑制大于40 dB。圖8是本文設計的11階廣義切比雪夫低通濾波器的集總參數(shù)等效電路，其中，L1=0.2032 nH，L2=3.209 nH，L3=2.325 nH，L4=1.707 nH，L5=2.34 nH，L6=1.633 nH，C1=0.4039 pF，C2=0.8099 pF，C3=0.8467 pF。

將圖8中的集總參數(shù)電容與電感用實際微帶線進行替換。低通濾波器使用FR4基片，厚度為0.6 mm，相對介電常數(shù)為4.6，損耗角正切為0.02。電感由高阻抗微帶線實現(xiàn)，其物理長度lL由式（3）決定[14]：

圖8 11階廣義切比雪夫低通濾波器

其中，ωC是截止頻率，L是電感大小，βL和Z0L分別是高阻抗微帶線的相位常數(shù)和特性阻抗。電容由平板電容實現(xiàn)，其計算公式為

其中，S為平板面積，ε為相對介電常數(shù)，k為靜電力常量，d為兩板之間的距離，C是電容大小。經(jīng)過以上從集總參數(shù)到微帶線的變換，再經(jīng)過優(yōu)化，最終得到的低通濾波器電路版圖如圖9所示。

圖9 低通濾波器電路版圖（單位：mm）

集總參數(shù)低通濾波器模型和分布參數(shù)低通濾波器仿真結果如圖10所示。從仿真結果可以看出，濾波器在2.45 GHz時的插入損耗為0.7 dB，回波損耗優(yōu)于30 dB，在4.9 GHz和7.35 GHz時的抑制大于50 dB，滿足設計要求。

圖10 低通濾波器仿真結果

2.2.6功率放大器設計

末級功率放大器采用NXP公司的LDMOS放大器芯片MHT2012N。使用ADS對MHT2012N進行電路設計與仿真。在設計中，使用Rogers RO4350基板，厚度為0.508 mm，相對介電常數(shù)為3.66，損耗角正切為0.004。由直流特性仿真和數(shù)據(jù)手冊確定功率放大器的靜態(tài)工作點為柵極電壓VGSQ1=VGSQ2=5 V，漏極電壓VDSQ1=VDSQ2=28 V。加入偏置電路后，進行穩(wěn)定性分析，放大器穩(wěn)定因子（StabFact）大于1，滿足絕對穩(wěn)定條件。之后，對放大器的輸入輸出端進行匹配，輸入端的源阻抗為（47.3-j30.9）Ω，輸出端的負載阻抗為（7.06-j3.92）Ω。輸入端通過一截較寬的微帶線進行匹配，輸出端由電容構成的Π型阻抗匹配網(wǎng)絡進行匹配。經(jīng)過仿真調試之后，功率放大器最終的電路原理如圖11（a）所示，加工的實物圖如圖11（b）所示。功放的輸出功率曲線和功率附加效率曲線如圖12所示。可以看出，功率放大器的增益為25 dB，最大輸出功率為39.8 dBm，輸出功率1 dB壓縮點為39.2 dBm，輸入功率為15.5 dBm時，最大功率附加效率為42.3%。

圖11 功率放大器電路原理圖與實物圖

圖12 功率放大器測試結果

3 整機性能計算與測試

圖1給出了各器件的增益及輸出功率，其中，頻率源的輸出功率為-4 dBm，后級的衰減器、第一級驅動放大器、數(shù)控衰減器、二級驅動放大器、低通濾波器、末級功率放大器的增益依次為-10 dB、17.5 dB、-31.5～0 dB、14.5 dB、-0.7 dB、25 dB。通過計算，不考慮連接各器件的微帶線及同軸線損耗的情況下，理論上可以得到10.8～42.3 dBm的輸出功率。

整機電路實物如圖13所示。信號源電路采用28 V直流電供電，通過28 V轉5 V的DC-DC電路為放大器供電，5 V直流電轉3.3 V的穩(wěn)壓芯片為鎖相環(huán)芯片及衰減器供電。信號源電路通過排針與單片機進行互連。信號源電路與功率放大器之間通過同軸線互連構成整機。功放的柵極由28 V轉5 V的DC-DC電路供電。最終，整個模塊由28 V的單電源供電。

圖13 電路實物

整機的測試框圖如圖14所示。頻譜儀型號為Rohde&Schwarz FSV40。整機通過觸摸屏對頻率、輸出功率和信號通斷進行控制。測試時，首先將頻率設置為2.45 GHz，然后以0.5 dB的步進值在0～31.5 dB范圍內調節(jié)數(shù)控衰減器的衰減值，可以得到如圖15所示的輸出功率曲線。由圖15可以看出，功率源的線性度良好，整個微波源的功率輸出范圍為14.0～39.8 dBm。與計算結果相比，整機輸出功率偏低了2.5 dBm，原因是末級功率放大器達到了飽和，雖然輸入功率增加了，但是輸出功率基本沒有變化。此外，還測試了本文設計的功率源的諧波。將頻譜儀的頻率范圍設置為1～8 GHz，輸出功率設置為39.8 dBm，在4.9 GHz和7.35 GHz處的諧波抑制均大于50 dB，實現(xiàn)了較高的諧波抑制度。

圖14 整體測試框圖

圖15 功率源輸出功率測試結果

4 總結

研制了一種工作在2.45 GHz、最大可輸出39.8 dBm功率的微波大功率信號源。輸出功率可通過數(shù)控衰減器以0.5 dB的步進進行控制。由于采用了鎖相環(huán)技術，該信號源輸出頻率穩(wěn)定。設計了相應的控制程序，通過觸摸屏操作，其控制非常方便。信號源中還引入了廣義切比雪夫低通濾波器，對諧波實現(xiàn)了很好的抑制。該大功率微波信號源在微波加熱、無線能量傳輸、微波等離子體等領域具有廣闊的應用前景。