楊 義，楊 蘋，2，唐玉烽

（1.華南理工大學(xué)電力學(xué)院，廣東省廣州市 510640；2.廣東省綠色能源技術(shù)重點實驗室（華南理工大學(xué)），廣東省廣州市 510640）

0 引言

近年來，交直流混合微電網(wǎng)（hybrid AC/DC microgrid，HM）因兼具交流微電網(wǎng)和直流微電網(wǎng)的優(yōu)勢，得到了越來越廣泛的應(yīng)用［1-2］。一臺或多臺互聯(lián)變換器（interlinking converter，ILC）將交流微電網(wǎng)和直流微電網(wǎng)連接起來，起到了維持整個交直流混合微電網(wǎng)功率平衡及穩(wěn)定運行的作用［3］。隨著大量單相、不平衡以及非線性負(fù)載越來越多地接入交直流混合微電網(wǎng)，其出現(xiàn)的諸如交流母線電壓不平衡且畸變、直流母線電壓多倍頻脈動［4］等電能質(zhì)量問題也越來越得到重視，成為目前交直流混合微電網(wǎng)亟須解決的關(guān)鍵問題［5-7］。

為改善交直流混合微電網(wǎng)中的電能質(zhì)量，早期的研究大多采用在交直流混合微電網(wǎng)中安裝額外的電能質(zhì)量治理裝置，雖能有效處理交直流混合微電網(wǎng)中的電能質(zhì)量問題，但無疑增加了系統(tǒng)成本，難以在交直流混合微電網(wǎng)中推廣應(yīng)用。鑒于ILC具有與電能質(zhì)量治理裝置相似的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，而ILC大多時候并不工作在其額定功率點，因此可以充分利用其剩余容量，把電能質(zhì)量治理功能嵌入ILC中，利用ILC對交直流混合微電網(wǎng)的電能質(zhì)量進(jìn)行治理。

目前，關(guān)于ILC在交直流混合微電網(wǎng)電能質(zhì)量治理方面的研究，根據(jù)控制目標(biāo)的不同，可以分為以下3類。

第1類控制目標(biāo)在于抑制交直流混合微電網(wǎng)中的直流母線電壓脈動［8-14］。文獻(xiàn)［8］基于瞬時功率理論來控制ILC傳輸?shù)挠泄β薀o波動，從而抑制了直流母線電壓脈動。文獻(xiàn)［9-10］提出一種抑制并聯(lián)運行的ILC傳輸功率中的脈動成分的策略，消除了直流母線電壓中的脈動成分，但僅考慮了交流母線不平衡這一工況，在交流母線電壓不平衡且畸變的條件下，文中所提策略可能并不適用。文獻(xiàn)［11-12］提出在直流子網(wǎng)母線上安裝額外的濾波器來消除直流母線電壓多倍頻脈動，但增加了額外的硬件成本。

第2類控制目標(biāo)在于保證交直流混合微電網(wǎng)中的交流母線電壓質(zhì)量［15-20］。文獻(xiàn)［15-16］通過控制ILC的負(fù)序阻抗，使得負(fù)序電流流入ILC，消除了交流母線電壓中的負(fù)序分量。文獻(xiàn)［17］將ILC控制成電流源模式，控制其在諧波頻率處的阻抗，消除了交流母線電壓中的諧波成分。文獻(xiàn)［18］將ILC控制成電壓源模式，通過在其電壓參考信號中加入適當(dāng)?shù)闹C波信號，提高了交流母線電壓質(zhì)量，但僅考慮了交流母線畸變這一工況。文獻(xiàn)［19］提出一種在低開關(guān)頻率下針對ILC的諧波補償方法，通過向脈寬調(diào)制（PWM）參考信號中直接注入諧波補償分量，實現(xiàn)了不受閉環(huán)控制帶寬限制下的諧波補償，但僅考慮了單臺ILC獨立運行的場景。

第3類控制目標(biāo)在于保證交直流混合微電網(wǎng)中ILC輸出正弦且對稱的三相電流［21］。文獻(xiàn)［21］通過一個可調(diào)系數(shù)對ILC輸出的有功和無功功率的幅值進(jìn)行連續(xù)調(diào)節(jié)，保證了ILC輸出正弦且對稱的三相電流。

以上關(guān)于ILC在改善交直流混合微電網(wǎng)電能質(zhì)量方面的研究成果較豐富，但仍然存在一些問題需要解決:①以上研究大都只考慮交直流混合微電網(wǎng)中交流母線電壓不平衡或畸變的單一工況，未考慮兩者共存的情況，而不平衡且含有諧波的交流母線電壓對ILC的影響更嚴(yán)重，電能質(zhì)量治理也更復(fù)雜；②以上研究都只實現(xiàn)了單一電能質(zhì)量的治理，無法同時實現(xiàn)交流母線電壓不平衡和諧波補償以及直流母線電壓脈動抑制。

基于此，在交流母線電壓不平衡且含有諧波的條件下，本文提出一種兼具電能質(zhì)量治理功能的ILC控制策略，在平衡交直流子網(wǎng)功率的基礎(chǔ)上，將電能質(zhì)量治理功能嵌入所有的ILC中，充分利用ILC剩余可用容量實現(xiàn)交直流混合微電網(wǎng)中的交流母線電壓不平衡和諧波補償以及直流母線電壓脈動抑制，并通過仿真對文中所提的ILC電能質(zhì)量控制策略進(jìn)行了驗證。

1 不平衡且畸變的交流母線電壓對ILC的影響分析

交直流混合微電網(wǎng)中ILC的主電路拓?fù)淙绺戒汚圖A1所示，采用三相全橋結(jié)構(gòu)［3］。圖中:Rdc和Cdc分別為直流側(cè)負(fù)載和直流側(cè)電容；idc和udc分別為直流側(cè)電流和直流母線電壓；L和C分別為交流側(cè)LC濾波器的電感和電容；r為ILC主電路拓?fù)銵C濾波器 中 的 等 效 電 阻；ioa、iob、ioc分 別 為ILC三 相 輸 出 電流；ua、ub、uc分別為交流母線三相電壓。

當(dāng)交流母線上接有非線性和不平衡負(fù)載時，如果不采取合適的控制策略，交流母線電壓將會畸變和不平衡?；兦也黄胶獾碾妷和ㄟ^ILC的耦合作用不僅會影響到udc，還會對ILC的運行帶來不利影響［4］，下文將進(jìn)行分析。

根據(jù)瞬時有功和無功功率理論，ILC傳輸?shù)乃矔r有功功率Ps如式（2）所示。

將式（1）代入式（2）中進(jìn)一步得到:

式中:ω1為基波角頻率；Psd為ILC傳輸?shù)乃矔r有功功率平均值；Pc2和Ps2分別為ILC傳輸?shù)乃矔r有功功率余弦2倍頻分量和正弦2倍頻分量，其余分量代表含義與上述類似，這里不再闡述。

從式（3）可以看出，當(dāng)交流母線電壓畸變且不平衡時，ILC傳輸?shù)挠泄β蚀嬖?、4、6、8、12倍頻脈動。其中2倍頻和6倍頻脈動由基波分量分別和負(fù)序、5次、7次諧波分量相互作用產(chǎn)生，而4、8、12倍頻脈動由負(fù)序和5次、7次諧波分量相互作用產(chǎn)生。

根據(jù)功率守恒，ILC在交流子網(wǎng)和直流子網(wǎng)瞬時功率傳輸是平衡的，即有式（4）成立。

式中:Pdc為直流子網(wǎng)傳輸?shù)乃矔r功率。根據(jù)式（4）可知，在交流母線電壓畸變和不平衡的條件下，脈動的功率Ps會通過ILC的耦合作用傳輸?shù)街绷鱾?cè)，導(dǎo)致udc含有多倍頻脈動。

2 交流母線電壓諧波和不平衡補償策略

2.1 主ILC補償諧波及不平衡的機理分析

運行在電壓源模式的主ILC控制策略框圖如附錄A圖A2所示［22］。圖中:Uref為ILC的參考電壓指令，由功率外環(huán)產(chǎn)生［7］；Uac為ILC的輸出電壓。則根據(jù)圖A2可以推出Uac和io的關(guān)系表達(dá)式如下。

式中:H（s）為電壓閉環(huán)傳遞函數(shù)；ZILC（s）為ILC的等效輸出阻抗。

式中:GU（s）為電壓環(huán)比例增益函數(shù)，GI（s）為電流環(huán)比例增益函數(shù)，GU（s）和GI（s）可以是比例（P）控制器，也可以是比例-積分（PI）控制器或者比例-諧振（PR）控制器；KILC為ILC等效增益。

由式（5）可知，ILC可以等效為一個可控的電壓源H（s）Uref和等效輸出阻抗ZILC（s）串聯(lián)的形式，通常交流子網(wǎng)中的分布式電源（DG）也被控制成電壓源模式，以維持交流母線電壓和頻率的穩(wěn)定，因此其與ILC具有相同的戴維南等效形式。

當(dāng)交流母線接入非線性和不平衡負(fù)載時，為了簡化分析，將交流子網(wǎng)中的所有DG等效為一個電壓源Hac（s）Uga和阻抗Zac（s）串聯(lián)的形式，類似于ILC控制框圖中的H（s），其中Hac（s）表示交流子網(wǎng)中DG的電壓閉環(huán)傳遞函數(shù)，Uga表示DG的參考電壓指令，如圖3右邊虛線框所示。交流母線處非線性和不平衡負(fù)載等效為一個電流源iLoad，直流子網(wǎng)則作為ILC直流側(cè)的能量來源。等效后的交直流混合微電網(wǎng)電路如圖1所示。

圖1 混合微電網(wǎng)的戴維南等效電路Fig.1 Thevenin equivalent circuit of hybrid microgrid

由圖1可推出交流母線電壓uac的表達(dá)式如下:

由式（8）可知，uac由3個部分組成，由于參考電壓Uref和Uga是純正弦的三相對稱電壓，因此導(dǎo)致uac畸變和不平衡的原因主要來源于式（8）等號右邊第2項中的電流源iLoad?？梢钥闯?，電流源iLoad前面系數(shù)的大小直接決定了uac畸變和不平衡的程度，因此減小ZILC（s）或Zac（s）可以改善uac，由于ILC一般沒有工作在額定功率，故本文通過減小ZILC（s）的阻值來補償uac中的諧波和不平衡分量。

從式（7）ILC的阻抗表達(dá)式可知，增大GU（s）的增益可以明顯減小ZILC（s）的阻值，而GU（s）采用不同控制器時，阻抗ZILC（s）具有不同的特性，因此作出GU（s）分別采用PI控制器和PR控制器時的ZILC（s）波特圖，如附錄A圖A3所示。

從附錄A圖A3可以看出，相較于PI控制，當(dāng)GU（s）采用PR控制時，能明顯降低ZILC（s）在基波以及各次諧波處的負(fù)增益，表明ZILC（s）在基波及各次諧波處的阻值明顯減小。根據(jù)式（8）可知，uac畸變和不對稱的程度得到改善。由此可以得出，通過減小ZILC（s）能控制電流源iLoad中的負(fù)序和諧波電流在ILC和交流子網(wǎng)間的分配，從而改善uac。

但是當(dāng)ILC已經(jīng)重載或滿載運行時，uac的畸變和不平衡可能會造成ILC某相電流峰值超過其額定電流限值［4］，若仍令I(lǐng)LC去補償uac中的諧波和不平衡分量，則勢必會加劇io的不平衡，導(dǎo)致其過載。因此，應(yīng)根據(jù)ILC的帶載情況來決定ILC的工作模式，即當(dāng)ILC輕載運行時，io中的不平衡分量不會導(dǎo)致ILC過流，故此刻的控制目標(biāo)應(yīng)是充分利用ILC的可用容量來實現(xiàn)uac不平衡和諧波補償，保證uac正弦且三相對稱，提升uac的電能質(zhì)量。而當(dāng)ILC重載或滿載運行時，若不加以控制，io中的不平衡分量可能會導(dǎo)致ILC過流，此刻控制目標(biāo)應(yīng)為避免ILC過流，ILC需要運行在io不平衡和諧波補償模式，以保證io正弦且三相對稱，提升io的電能質(zhì)量。ILC運行在不同的工作模式是通過調(diào)節(jié)ILC的輸出阻抗ZILC（s）實現(xiàn)的，而上文采用的PR控制并不具備對ZILC（s）進(jìn)行雙向調(diào)節(jié)的功能。

2.2 基于虛擬阻抗的主ILC多模態(tài)運行

由式（9）可知，ILC諧波阻抗值由ZILC，h(s)調(diào)整為H(s)Zvir(s)+ZILC，h(s)，ILC負(fù)序阻抗值類似，而其基波正序阻抗值并未改變。對應(yīng)附錄A圖A2中ILC的整體控制框圖變?yōu)槿鐖D2所示。圖中:iL為ILC濾波電感中的電流；KPWM為ILC等效增益。

圖2 基于虛擬阻抗調(diào)節(jié)的ILC輸出阻抗Fig.2 ILC output impedance based on virtual impedance regulation

當(dāng)GU（s）分別采用PI控制、PR控制以及本文所提控制策略后，作出ZILC（s）的波特圖如附錄A圖A4所示。從圖A4可以看出，采用虛擬阻抗后，ILC的輸出負(fù)序阻抗和在各次諧波處的阻抗相比于PI控制和PR控制，其阻值明顯減小，表明采用虛擬阻抗的諧波和不平衡分量補償策略效果更優(yōu)。

為了對ILC的負(fù)序和諧波阻抗進(jìn)行調(diào)節(jié)，增加一個補償系數(shù)m在虛擬阻抗的前饋回路中，則式（9）變?yōu)?當(dāng)補償系數(shù)m的取值不同時，作出ZILC（s）的波特圖如圖3所示。

圖3 不同m取值下的ILC輸出阻抗的波特圖Fig.3 Bode diagram of ILC output impedances with different values of m

從圖3可知，隨著m取值的增大，ILC的負(fù)序和諧波阻抗逐漸減小，表明可以通過調(diào)節(jié)m的大小來調(diào)節(jié)ZILC（s）的阻值，進(jìn)而控制iLoad中的負(fù)序和諧波電流在ILC和交流子網(wǎng)中DG之間的分配。

從圖3可以看出，通過調(diào)節(jié)m的取值，可以滿足交直流混合微電網(wǎng)不同的電能質(zhì)量補償要求，理論上m的取值范圍為?∞到1，但過大的m會使得系統(tǒng)不穩(wěn)定。因此m的取值不應(yīng)該大于1，因為這會造成ILC的輸出阻抗由感性變?yōu)槿菪曰蛘呦喾?，可能會引起系統(tǒng)諧振。在本文中，通過調(diào)節(jié)m的取值，ILC可以工作在3種不同的運行模式，如表1所示。

1）不控模式:當(dāng)m=0時，iLoad中的負(fù)序和諧波電流根據(jù)ILC和交流子網(wǎng)中DG的初始阻抗來分流，因此會有部分負(fù)序和諧波電流流入ILC中，uac和io都會出現(xiàn)畸變和不平衡，通過ILC的耦合作用即式（4），udc出現(xiàn)多倍頻脈動。

表1 ILC不同的運行模式Table 1 Different operation modes of ILC

3 直流母線電壓脈動抑制策略

從上文分析可知，無論ILC運行在哪種模式，udc都會出現(xiàn)多倍頻脈動，不可能同時實現(xiàn)uac正弦且平衡、udc無脈動這2個目標(biāo)。因此，在本章中提出一種通過多個ILC傳輸?shù)拿}動功率相互抵消的方式來抑制udc脈動，用于同時實現(xiàn)正弦且平衡的uac和無脈動的udc這2個目標(biāo)，下面進(jìn)行具體分析。

當(dāng)ILC工作在uac諧波和不平衡補償模式時，uac基本正弦且三相對稱，而io中將含有大量諧波和負(fù)序分量，其中諧波以5、7次為主。此時式（1）變?yōu)?

根據(jù)瞬時有功和無功功率理論，ILC傳輸?shù)乃矔r有功功率Ps為:

根據(jù)1.2節(jié)的分析可知，脈動功率ΔPs是造成udc脈動的本質(zhì)原因，因此如果ΔPs=0，則udc脈動得到解決。而實際情況是只通過單臺ILC來消除udc脈動勢必會造成uac出現(xiàn)不平衡和畸變，即實現(xiàn)udc脈動抑制和實現(xiàn)uac正弦且平衡之間存在矛盾，因此本章提出利用多個ILC傳輸?shù)摩s相互抵消的方式來抑制udc脈動，即

式 中:ΔPsi為 第i臺ILC傳 輸 的 脈 動 功 率，i=0，1，…，n，其中n為ILC的數(shù)量，這里i=0表示主ILC對應(yīng)的量。

將式(12)代入式(13)有:

為了實現(xiàn)式（13）的目標(biāo)，所有運行在電流源模式的從ILC的參考電流指令表達(dá)式確定原則如下所示。

式（15）表明，主ILC中流過的負(fù)序分量和諧波分量乘以比例系數(shù)ki即得到了各從ILC的電流參考指令。將式（15）代入式（14）有:

式 中:Imax，i為 第i臺 從ILC所 能 承 受 的 最 大 電 流；考慮到從ILC額定容量的限制，ki的取值需要保證各從ILC輸出的電流不能超過其所能承受的最大電流。當(dāng)式（17）滿足時，式（13）即滿足，表明此時n個ILC傳輸?shù)拿}動功率相互抵消，直流母線電壓紋波得到抑制，即使單個ILC傳輸?shù)墓β蚀嬖诿}動成分。

各ILC額定功率的比值系數(shù)h0，h1，…，hn的確定原則如下:

圖4 從ILC控制策略框圖Fig.4 Block diagram of control strategy of slave ILC

采用上述控制策略，通過調(diào)節(jié)系數(shù)k和m，交流母線電壓諧波和不平衡補償以及直流母線電壓多倍頻脈動抑制可以同時實現(xiàn)。

4 仿真分析

為驗證本文所提出的控制策略的有效性，在PSCAD仿真中搭建如圖5所示的仿真模型，主要仿真參數(shù)見附錄A表A1。圖中:Ldc為直流子網(wǎng)中DC/DC變換器的濾波電感；Cd為并聯(lián)在直流子網(wǎng)母線上的電容；QILC為ILC實際輸出的無功功率；Lac和Cac分別為交流子網(wǎng)中DC/AC變換器的濾波電感和濾波電容。

4.1 ILC電能質(zhì)量治理功能驗證

首先，采用單臺ILC對交直流混合微電網(wǎng)電能質(zhì)量進(jìn)行治理，整個仿真分為3種模式。ILC工作在不同模式時的交流子網(wǎng)母線電壓、ILC電流和直流子網(wǎng)母線電壓的波形如附錄A圖A5所示。

模式1（0.6～0.7 s）:開始時刻，控制m為0，ILC工作在不控模式，則由交流子網(wǎng)中的非線性不平衡混合負(fù)載等效的電流源根據(jù)ILC和交流側(cè)阻抗進(jìn)行分流。如附錄A圖A5所示，uac不平衡且畸變，iILC也出現(xiàn)畸變和不對稱，由于ILC的耦合作用，udc出現(xiàn)多倍頻脈動。

模式2（0.7～0.8 s）:0.7 s時刻，控制m為0.9，ILC工作在uac諧波和不平衡補償模式，ILC的負(fù)序和諧波等效阻抗變小，非線性不平衡混合負(fù)載中的大部分負(fù)序和諧波電流流入ILC。相比于模式1，uac不對稱度和畸變率都有所減小，iILC不對稱度和畸變率有所增大，由于ILC需要為交流子網(wǎng)提供諧波功率，因此udc中的多倍頻紋波量也增大。

圖5 交直流混合微電網(wǎng)的仿真模型Fig.5 Simulation model of hybrid AC/DC microgrid

模式3（0.8～0.9 s）:0.8 s時刻，控制m為?2，ILC的負(fù)序和諧波等效阻抗變大，非線性不平衡混合負(fù)載中的大部分負(fù)序和諧波電流流入交流側(cè)，ILC工作在iILC諧波和不平衡補償模式。相比于模式2，iILC對稱且畸變率很小，udc中的多倍頻紋波含量也相應(yīng)減小，但uac相比于模式1，不對稱度和畸變率都大大增加。

從附錄A圖A5可知，采用單臺ILC對交直流混合微電網(wǎng)電能質(zhì)量進(jìn)行治理時，無論ILC運行在哪種模式，都無法消除udc中的多倍頻紋波。當(dāng)采用本文所提的利用多個ILC傳輸?shù)拿}動功率相互抵消的策略后，仿真結(jié)果如附錄A圖A6所示。

在附錄A圖A6中，采用3個ILC并聯(lián)運行的方式對交直流混合微電網(wǎng)電能質(zhì)量進(jìn)行治理，m的值設(shè)置為0.9，類似于附錄A圖A5中的模式2，主ILC工作在uac諧波和不平衡補償模式，此時uac基本平衡且無畸變，如圖A6（a）所示。取3組不同的k值對本文所提控制策略進(jìn)行驗證:k1=?0.8，k2=?0.5（模式1:0.6～0.7 s）；k1=?2，k2=1（模式2:0.7～0.8 s）；k1=?2.5，k2=1.5（模式3:0.8～0.9 s）。除了模式1外，其余模式下k的取值均滿足式（17）的約束條件。

從附錄A圖A6可以看出，模式1中3臺ILC傳輸功率都含有脈動成分，如圖A6（b）所示。3臺ILC傳輸?shù)目傆泄β室埠忻}動成分，如圖A6（c）所示，因此udc出現(xiàn)多倍頻脈動，如圖A6（d）所示。在模式2和模式3中，由于k的取值滿足式（17）的約束條件，即使每臺ILC傳輸?shù)墓β识己忻}動成分，但由于每臺ILC傳輸?shù)拿}動功率能夠相互抵消，即總的傳輸有功功率是常數(shù)，因此udc多倍頻脈動得到抑制。這與前文的理論分析一致，即只要k的取值滿足式（17），則uac諧波和不平衡補償以及udc多倍頻脈動可以同時實現(xiàn)。

4.2 統(tǒng)一控制策略驗證

為驗證本文所提控制策略在實現(xiàn)交直流混合微電網(wǎng)電能質(zhì)量治理功能的同時，不影響整個交直流混合微電網(wǎng)的功率分配功能，本文在ILC實現(xiàn)交直流混合微電網(wǎng)電能質(zhì)量治理后，依次增大交流側(cè)負(fù)載和直流側(cè)負(fù)載，仿真結(jié)果如附錄A圖A7所示。

附錄A圖A7（a）、（b）分別表示交流母線頻率和直流母線電壓；圖A7（c）、（d）、（e）分別表示直流子網(wǎng)輸出功率Pdc、交流子網(wǎng)輸出功率Pac以及所有ILC傳輸?shù)目傆泄β蔖ILC。

初始時刻，交流子網(wǎng)負(fù)載功率為26 kW，直流子網(wǎng)負(fù)載功率為15 kW，交直流子網(wǎng)負(fù)載功率均未超過各自子網(wǎng)額定功率，即2個子網(wǎng)都輕載運行。但相比于交流子網(wǎng)來說，直流子網(wǎng)輕載程度更大一點，此時為維持交直流子網(wǎng)間的功率平衡，ILC控制功率從直流側(cè)向交流側(cè)傳輸，傳輸?shù)目傆泄β蕿?.1 kW，即PILC=2.1 kW。由于直流側(cè)向交流側(cè)傳輸了2.1 kW的功率，因此交流子網(wǎng)輸出功率從26 kW減少為24.6 kW，有Pac=24.6 kW，而直流子網(wǎng)輸出功率從15 kW增加為17.3 kW，有Pdc=17.3 kW。由Pac+Pdc=41.9 kW可知，交流子網(wǎng)和直流子網(wǎng)輸出功率之和基本等于交直流混合微電網(wǎng)內(nèi)的負(fù)載功率41 kW，表明交直流子網(wǎng)間傳輸?shù)墓β适鞘睾愕?。穩(wěn)定后有Pac=24.6 kW，Pdc=17.3 kW，比例為3∶2，證明了所提控制策略能夠有效維持負(fù)荷功率在交直流子網(wǎng)間的按比例分配。

2 s時刻，交流子網(wǎng)增加有功功率10 kW，交流子網(wǎng)重載，交流子網(wǎng)輸出功率增加，如附錄A圖A7（d）所示，Pac=31.5 kW，交流母線頻率開始下降，如圖A7（a）所示。此時，為平衡交直流子網(wǎng)間的輸出功率，ILC控制功率從直流側(cè)向交流側(cè)傳輸?shù)目傆泄β试龃鬄?.4 kW，即PILC=4.4 kW，如圖A7（e）所示。直流子網(wǎng)輸出功率增大，如圖A7（c）所示，Pdc=20.2 kW，直流母線電壓有所下降，如圖A7（b）所示。

4 s時刻，直流子網(wǎng)增加有功功率10 kW，直流子網(wǎng)重載，直流子網(wǎng)輸出功率增加，如圖A7（c）所示，Pdc=22.4 kW，直流母線電壓開始下降，如圖A7（b）所示。此時ILC傳輸?shù)目傆泄β史较蛴烧冐?fù)，控制功率從交流側(cè)向直流側(cè)傳輸，如圖A7（e）所示，ILC傳 輸 的 總 有 功 功 率 為2.3 kW，即PILC=?2.3 kW。交流子網(wǎng)輸出功率進(jìn)一步增大，如圖A7（d）所示，Pac=37.4 kW，交流母線頻率進(jìn)一步下降，如圖A7（b）所示。

以上結(jié)果表明，ILC在實現(xiàn)交直流混合微電網(wǎng)電能質(zhì)量治理時，并不會影響到交直流混合微電網(wǎng)間的功率分配，即交直流子網(wǎng)能根據(jù)自身額定容量來按比例承擔(dān)整個交直流混合微電網(wǎng)的負(fù)荷功率。

4.3 交流母線電壓支撐功能驗證

為驗證本文主ILC采用電壓源控制模式能夠?qū)涣髂妇€電壓進(jìn)行一定支撐的有效性，本文在交流子網(wǎng)中DG故障的情況下進(jìn)行了仿真測試，仿真結(jié)果如附錄A圖A8所示。

初始時刻，交流子網(wǎng)負(fù)載功率為10 kW，直流子網(wǎng)負(fù)載功率為16 kW，交流子網(wǎng)輸出功率為16.5 kW，直流子網(wǎng)輸出功率為10.5 kW，輸出功率比例接近3∶2，表明交直流子網(wǎng)中的DG能夠共享負(fù)載功率，ILC從交流側(cè)向直流側(cè)傳輸?shù)目傆泄β蕿?.1 kW。

2 s時刻，交流子網(wǎng)中DG故障，Pac=0 kW，如圖A8（e）所示，此時ILC傳輸?shù)目傆泄β史较蛴韶?fù)變正，控制功率從直流側(cè)向交流側(cè)傳輸，如圖A8（f）所示，ILC傳輸?shù)目傆泄β蕿?.9 kW，即PILC=9.9 kW，從而為交流母線電壓和頻率提供支撐。由于此時交流子網(wǎng)中的負(fù)載功率均由直流子網(wǎng)提供，直流子網(wǎng)輸出功率增大，如圖A8（d）所示，Pdc=25.6 kW，導(dǎo)致直流母線電壓下降，如圖A8（b）所示。

從附錄A圖A8（a）、（c）可以看出，交流母線頻率和交流母線電壓在交流子網(wǎng)DG故障時都能實現(xiàn)穩(wěn)定過渡，表明所提ILC電壓源控制策略能夠為交流子網(wǎng)提供有效的電壓和頻率支撐。

5 結(jié)語

本文在交流子網(wǎng)中不平衡負(fù)載和非線性負(fù)載共存的情況下，提出了一種兼具電能質(zhì)量治理功能的ILC統(tǒng)一控制策略，并通過PSCAD仿真驗證得出了以下結(jié)論。

1）通過將虛擬阻抗引入主ILC的控制框圖中，主ILC根據(jù)交直流混合微電網(wǎng)不同的電能質(zhì)量要求可以實現(xiàn)在不控模式、交流母線電壓不平衡和諧波補償模式以及ILC電流不平衡和諧波補償模式間的平滑切換。

2）通過調(diào)節(jié)系數(shù)m和k可以實現(xiàn)多個ILC傳輸?shù)拿}動功率相互抵消，從而可同時實現(xiàn)交流母線電壓不平衡和諧波補償以及直流母線電壓多倍頻脈動抑制。

3）當(dāng)交流子網(wǎng)中的DG出現(xiàn)故障時，工作在電壓源模式的ILC能夠為交流子網(wǎng)提供有效的電壓和頻率支撐，增強了系統(tǒng)的可靠性。

本文所提控制策略目前只適用于多臺ILC并聯(lián)的情況，同時文中也并未對系統(tǒng)的穩(wěn)定性進(jìn)行分析。因此，下一步可以研究分析參數(shù)k的取值對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，研究控制策略解決交流母線電壓諧波和不平衡補償、ILC輸出電流諧波和不平衡補償以及直流母線電壓紋波抑制三者之間不能同時實現(xiàn)的矛盾。

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），掃英文摘要后二維碼可以閱讀網(wǎng)絡(luò)全文。