原露恬 王琛琛 薛 堯 楊曉峰 鄭瓊林

適用于中壓領(lǐng)域的V形鉗位多電平變換器

原露恬 王琛琛 薛 堯 楊曉峰 鄭瓊林

（北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 北京 100044）

多電平變換器在中高壓大功率電能變換領(lǐng)域已得到廣泛的應(yīng)用。該文針對中壓電能變換領(lǐng)域，提出V形鉗位多電平變換器（VMC）拓?fù)渥?。在現(xiàn)有IGBT電壓等級的條件下，該拓?fù)渥宀捎幂^少數(shù)量的器件就可以實(shí)現(xiàn)中壓大功率電能變換，結(jié)構(gòu)簡單；同時(shí)該拓?fù)渥鍩o需飛跨電容，降低了系統(tǒng)控制復(fù)雜度。首先提出VMC拓?fù)渥宓臉?gòu)成，包括拓展方式、一般形式以及演化類型；在此基礎(chǔ)上研究VMC工作原理及控制方法，分析直接鉗位機(jī)制和阻斷電壓分配問題?？紤]目前商業(yè)主流功率器件電壓等級，針對拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)特點(diǎn)，揭示適宜VMC的電壓等級；最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提拓?fù)渥寮翱刂品椒ǖ目尚行裕策M(jìn)一步證明了該文理論分析的正確性。

多電平變換器 電能變換 共直流側(cè)電容 直接鉗位 V形鉗位

0 引言

由于開關(guān)器件具有電壓應(yīng)力低、輸出波形諧波含量低、系統(tǒng)電磁干擾（Electromagnetic Interference, EMI）低等優(yōu)勢，因而多電平變換器自問世以來就受到了工業(yè)界和學(xué)術(shù)界的廣泛關(guān)注，成為目前中高壓大容量電能變換領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)之一[1-4]，在交流調(diào)速[5]、電能質(zhì)量改善[6-7]以及可再生能源接入[8]等場合中都得到廣泛的研究和應(yīng)用。

文獻(xiàn)[9]最先提出利用多個電壓電平進(jìn)行功率轉(zhuǎn)換的思想，即在每級直流源兩端引出可控通路以輸出多電平。但是由于當(dāng)時(shí)開關(guān)器件發(fā)展水平的限制，采用反并聯(lián)的晶閘管來實(shí)現(xiàn)全控開關(guān)的功能，晶閘管關(guān)斷不可控的缺點(diǎn)造成換流過程極其復(fù)雜，控制難度高，故該結(jié)構(gòu)沒有得到推廣與應(yīng)用[10]。同時(shí)，該方法會導(dǎo)致部分開關(guān)管承受整個直流母線電壓[11]。

中點(diǎn)鉗位（Neutral-Point-Clamped, NPC）型多電平變換器[12]是目前商業(yè)化應(yīng)用最廣泛的變換器類型。然而NPC也存在一些缺點(diǎn)，如隨著輸出電平等級的增加鉗位二極管數(shù)量快速增加，內(nèi)側(cè)開關(guān)管的間接鉗位等。在此基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)[13]提出了一種具有冗余狀態(tài)的飛跨電容（Flying-Capacitor, FC）型多電平變換器。但是隨著電平數(shù)的增多，F(xiàn)C的數(shù)量急劇增多，并且在多相系統(tǒng)中，飛跨電容的平衡控制也更為復(fù)雜[14]。級聯(lián)H橋（Cascaded H-Bridge, CHB）型多電平變換器由于其模塊化結(jié)構(gòu)，被廣泛應(yīng)用于高壓電機(jī)驅(qū)動領(lǐng)域中[15]。但CHB需要昂貴且笨重的移相變壓器來提供隔離的直流電源，這使得系統(tǒng)成本和體積大大增加[16]。

近些年又涌現(xiàn)出一些新型多電平變換器拓?fù)?，如模塊化多電平變換器（Modular Multilevel Converter, MMC）、層疊式多電平變換器（Stacked Multicell Converter, SMC）和有源中點(diǎn)鉗位變換器（Active Neutral-Point-Clamped, ANPC）。MMC的優(yōu)勢在于它的模塊化和擴(kuò)展性，其被廣泛應(yīng)用于高壓直流輸電（High Voltage Direct Current Trans- mission, HVDC）系統(tǒng)[17]。然而MMC存在控制復(fù)雜的問題（如模塊電容電壓平衡控制和環(huán)流抑制控制），且不適合于低速高轉(zhuǎn)矩的傳動場合[18]。SMC和ANPC在保持FC優(yōu)勢的同時(shí)，大大減少了鉗位器件的數(shù)量[19-20]。然而，多相系統(tǒng)仍然需要一定數(shù)量的飛跨電容，仍存在變換器成本和體積增大、控制復(fù)雜等問題[21]。值得注意的是，ANPC存在輸出電壓多電平跳變和串聯(lián)開關(guān)管動態(tài)均壓問題，引起較高的d/d，嚴(yán)重時(shí)可能會導(dǎo)致變換器和電機(jī)無法安全運(yùn)行[22]。

本文首先提出適用于中壓電能變換領(lǐng)域的V形鉗位多電平變換器（V-clamp Multilevel Converter, VMC）[23-24]拓?fù)渥?。該拓?fù)渥鍩o需飛跨電容，且大大減少了鉗位器件的數(shù)量，使得拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制都更為簡單。其次，通過介紹該拓?fù)渥宓臄U(kuò)展方式、一般形式及演化類型，具體展示了VMC拓?fù)渥宓慕Y(jié)構(gòu)特點(diǎn)。然后，研究了拓?fù)渥宓墓ぷ髟砗涂刂品椒?。接著，分析了直接鉗位機(jī)制和阻斷電壓分配問題。最后，將VMC與其他典型多電平變換器進(jìn)行詳細(xì)對比，揭示VMC適宜電壓等級。通過仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果，驗(yàn)證了所提拓?fù)渥寮翱刂品椒ǖ目?行性。

1 VMC拓?fù)渥?/h2>

本節(jié)將介紹VMC拓?fù)溆傻碗娖较蚋唠娖降耐卣狗绞?、奇?shù)電平和偶數(shù)電平的一般形式以及VMC拓?fù)涞钠渌莼愋汀MC奇數(shù)電平拓展方式如圖1所示。

圖1 VMC奇數(shù)電平拓展方式

1.1 VMC拓展方式

圖1a為VMC七電平變換器，包含直流母線電容、輸出功率橋臂以及6條鉗位支路。每個直流母線電容的額定電壓均為一個電平等級（=DC/6）。上半橋臂的鉗位支路為正向，開關(guān)管中反并聯(lián)二極管的電流從直流母線電容流向交流側(cè)A點(diǎn)；下半橋臂的鉗位支路為反向，開關(guān)管中反并聯(lián)二極管的電流從交流側(cè)A點(diǎn)流向直流母線電容。通過6條鉗位支路將直流側(cè)電容和輸出功率橋臂的對應(yīng)節(jié)點(diǎn)相連，即可實(shí)現(xiàn)七電平的輸出。圖1b為VMC九電平變換器，VMC七電平向九電平拓展的過程可以表示為：用點(diǎn)畫線框中的半橋結(jié)構(gòu)代替七電平變換器的正母線和負(fù)母線，則可以得到九電平變換器，添加圓圈標(biāo)記的串聯(lián)開關(guān)管以保證每個開關(guān)管的額定電壓保持一個電平等級，該結(jié)論將在下文詳細(xì)分析。按照同樣的拓展方式可以得到如圖1c所示的VMC十一電平變換器。

VMC偶數(shù)電平拓展方式如圖2所示。圖2a為VMC八電平變換器，只需在圖1a所示的七電平VMC的直流側(cè)中點(diǎn)添加一個電容，在輸出功率橋臂添加兩個開關(guān)管即可得到，如圖2a所示圓圈標(biāo)記的電容和開關(guān)管。同樣地，十電平VMC也可以由同樣的方法由圖1b所示的九電平VMC得到，如圖2b所示。

圖2 VMC偶數(shù)電平拓展方式

由此可見，VMC拓展方式簡單，如果不考慮實(shí)際因素限制，VMC可拓展至任意電平。同時(shí)，若將奇數(shù)電平VMC增加一個電平拓展至相鄰的偶數(shù)電平，只需在直流側(cè)電容上串聯(lián)一個電容和在每相輸出功率橋臂上串聯(lián)兩個開關(guān)管即可。

1.2 VMC一般形式

VMC一般形式如圖3所示。圖3a給出了2+1（為正整數(shù)）電平VMC的一般形式，其需要2個直流側(cè)電容以及(+5)個開關(guān)管。2+1電平VMC包含條正向鉗位支路和條反向鉗位支路，2個串聯(lián)的直流側(cè)電容將直流母線電壓分為2+1個電平。

圖3 VMC一般形式

圖3b為輸出2+2電平VMC的一般形式，其需要2+1個直流側(cè)電容以及(+5)+2個開關(guān)管。同理，將VMC從2+1電平擴(kuò)展到2+2電平，只需在直流側(cè)電容上串聯(lián)一個電容和在每相輸出功率橋臂上串聯(lián)兩個開關(guān)管。在三相系統(tǒng)中，三相變換器共用直流側(cè)電容，每相無需飛跨電容。VMC僅通過帶反并聯(lián)二極管的開關(guān)管即可實(shí)現(xiàn)功率的雙向流動。

1.3 VMC其他演化類型

觀察1.2節(jié)中提到的VMC拓?fù)湟话阈问?，奇?shù)電平VMC存在零電平冗余通路，將零電平通路變形可以得出VMC拓?fù)涞钠渌負(fù)溲莼愋?。值得注意的是，這些演化類型只適用于奇數(shù)電平VMC。

以圖1a為例，當(dāng)輸出零電平時(shí)，電流可經(jīng)由最內(nèi)側(cè)的兩條鉗位支路開關(guān)（VTP31、VTP32、VTP33和VTN31、VTN32、VTN33）流向交流側(cè)，這兩條支路的電流分配率取決于支路導(dǎo)通特性。VMC拓?fù)溲莼愋腿鐖D4所示。將圖1a最內(nèi)側(cè)鉗位支路開關(guān)用其反并聯(lián)二極管代替，則可得到VMC類型Ⅱ，如圖4a所示。當(dāng)輸出零電平時(shí)，兩條二極管鉗位支路可以分別提供正向和反向的電流通路，進(jìn)一步節(jié)省了器件成本。文獻(xiàn)[24]即以該種類型為研究對象展開研究。

將VMC中最內(nèi)側(cè)的兩條鉗位支路開關(guān)保留任意一條，仍然可以實(shí)現(xiàn)多電平的輸出，形成如圖1b和圖1c所示的非對稱上側(cè)開關(guān)管鉗位型（類型Ⅲ）和非對稱下側(cè)開關(guān)管鉗位型（類型Ⅳ）結(jié)構(gòu)。類型Ⅲ和類型Ⅳ每相拓?fù)浔萔MC少用個開關(guān)管。

圖4 VMC拓?fù)溲莼愋?/p>

將VMC中最內(nèi)側(cè)的兩條鉗位支路開關(guān)反向串聯(lián)至直流母線電容中點(diǎn)O點(diǎn)和輸出功率橋臂中點(diǎn)A點(diǎn)之間，可以得到VMC類型Ⅴ，如圖4d所示。此時(shí)，中點(diǎn)鉗位支路的開關(guān)管VTP31、VTP32、VTP33、VTN31、VTN32、VTN33導(dǎo)通構(gòu)成零電平電流通路。VMC拓?fù)溲莼愋驮诠ぷ髟硐嗨频幕A(chǔ)上又有各自的特點(diǎn)，需根據(jù)不同場合進(jìn)行選擇。

2 VMC工作原理及控制方法

針對第1節(jié)中提到的十一電平VMC，本節(jié)主要介紹該變換器拓?fù)涞墓ぷ髟砑罢{(diào)制方法。十一電平VMC拓?fù)淙鐖D5所示。

同向串聯(lián)連接的開關(guān)管應(yīng)同時(shí)動作，例如，輸出功率橋臂中的串聯(lián)開關(guān)管VTH61、VTH62、VTH63、VTH64、VTH65狀態(tài)相同，用VTH6統(tǒng)一表示。同理，其他同向串聯(lián)開關(guān)也應(yīng)同時(shí)動作，他們的開關(guān)狀態(tài)也分別統(tǒng)一表示，如圖5括號中的字體標(biāo)注（VTH6, VTL6, VTP2, VTP3, VTP4, VTP5, VTN2, VTN3, VTN4, VTN5）。為防止直流側(cè)電容短路，開關(guān)管（VTH1, VTP1）、（VTH2, VTP2）、（VTH3, VTP3）（VTH4, VTP4）、（VTH5, VTP5）、（VTL5, VTN5）、（VTL4, VTN4）、（VTL3, VTN3）、（VTL2, VTN2）、（VTL1, VTN1）應(yīng)分別互補(bǔ)動作。

圖5 十一電平VMC拓?fù)?/p>

十一電平VMC開關(guān)狀態(tài)見表1，表中，o為輸出電壓，H1～H5、L5～L1為功率橋臂上各開關(guān)管的門極信號，VTH6和VTN5信號一致，VTL6和VTP5信號一致。以O(shè)點(diǎn)為參考點(diǎn)，通過控制開關(guān)管的通斷，可在A點(diǎn)和O點(diǎn)之間得到+5、+4、+3、+2、+、0、-、-2、-3、-4、-5共十一種電平狀態(tài)。

表1 十一電平VMC開關(guān)狀態(tài)

Tab.1 Switch states of eleven-level VMC

注：1表示導(dǎo)通；0表示關(guān)斷。

交流側(cè)產(chǎn)生的輸出電壓可用以下開關(guān)函數(shù)建模，即

拓展到一般形式的VMC拓?fù)?，對?+1奇數(shù)電平VMC，交流側(cè)產(chǎn)生的輸出電壓表示為

式中，以直流母線中點(diǎn)O為參考點(diǎn)，輸出電壓o的范圍為-～+。

對于2+2偶數(shù)電平VMC，開關(guān)管VTH(k+1)和VTL(k+1)的狀態(tài)互補(bǔ)，其他開關(guān)狀態(tài)均與奇數(shù)電平相似。偶數(shù)電平?jīng)]有直流母線中點(diǎn)，當(dāng)以直流母線最低點(diǎn)為參考點(diǎn)時(shí)，輸出電壓o的范圍為0～+(2+1)。2+2偶數(shù)電平VMC交流側(cè)產(chǎn)生的輸出電壓為

通過多載波層疊正弦脈寬調(diào)制（Sinusoidal Pulse Width Modulation, SPWM）技術(shù)可實(shí)現(xiàn)上述開關(guān)狀態(tài)。將基頻正弦調(diào)制波信號和同相層疊的同頻率同幅值的10組載波信號相比較，得到相應(yīng)開關(guān)管的驅(qū)動信號，從而控制開關(guān)管導(dǎo)通或關(guān)斷以輸出相應(yīng)電平。值得注意的是，VMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中所用到的開關(guān)器件串聯(lián)結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)意義上的開關(guān)器件串聯(lián)工作機(jī)理不同。VMC變換器中的串聯(lián)支路開通和關(guān)斷前后，該工作支路兩端所承受的電壓只變化一個電壓等級，即每個開關(guān)瞬態(tài)過程該串聯(lián)開關(guān)的阻斷電壓最多為一個電平電壓，避免了復(fù)雜的動態(tài)均壓措施。

3 VMC直接鉗位機(jī)制和阻斷電壓分配

間接鉗位問題是二極管鉗位型多電平變換器的主要缺點(diǎn)之一[25]，二極管鉗位型多電平變換器中內(nèi)部開關(guān)管實(shí)際上沒有直接鉗位到直流側(cè)電容兩端，由于系統(tǒng)雜散電感的存在，其會導(dǎo)致內(nèi)部開關(guān)的靜態(tài)過電壓問題[26]。VMC在采用上述開關(guān)狀態(tài)時(shí)，輸出功率橋臂上的獨(dú)立開關(guān)管被直接鉗位到直流側(cè)電容兩端，有利于開關(guān)管之間的電壓分配和可靠鉗位。

VMC直接鉗位機(jī)制如圖6所示，以輸出+5電平為例，展示VMC中開關(guān)管的鉗位機(jī)制。其中，VTL1經(jīng)回路11被10直接鉗位，承受10兩端的電壓；VTL2經(jīng)回路10被9直接鉗位，承受9兩端的電壓；VTL3、VTL4、VTL5分別經(jīng)回路9、8、7鉗位到相應(yīng)的直流側(cè)電容兩端，承受單個直流側(cè)電容電壓；VTL6經(jīng)回路6被1～5直接鉗位，承受1～5兩端的電壓。可以看出，下橋臂內(nèi)部開關(guān)管和外側(cè)開關(guān)管靜態(tài)時(shí)承受的電壓等級相同，都為一個直流側(cè)電容電壓。類似地，當(dāng)輸出-5電平時(shí)，上側(cè)橋臂的開關(guān)管都直接鉗位到直流側(cè)電容兩端，每個開關(guān)管的靜態(tài)承壓為一個直流側(cè)電容電壓。

圖6 VMC直接鉗位機(jī)制

同時(shí)，從圖6可以直觀地觀察到鉗位支路開關(guān)管的阻斷電壓分配。當(dāng)輸出+5電平時(shí)，VTP1經(jīng)回路1被1直接鉗位，承受1兩端電壓；VTP2經(jīng)回路2被1、2直接鉗位，承受1、2兩端電壓；VTP3經(jīng)回路3被1～3直接鉗位，承受1～3兩端電壓；VTP4經(jīng)回路4被1～4直接鉗位，承受1～4兩端電壓；VTP5經(jīng)回路5被1～5直接鉗位，承受1～5兩端電壓。由于串聯(lián)開關(guān)管的分壓作用，此時(shí)每個承壓開關(guān)管承受的電壓均為直流側(cè)電容電壓。

當(dāng)VMC輸出電平在-4～+4之間時(shí)，獨(dú)立的功率器件的阻斷電壓仍為直流側(cè)電容電壓，而串聯(lián)開關(guān)管中每個開關(guān)管承受的電壓小于直流側(cè)電容電壓。

用相同的方法可以推導(dǎo)得出，VMC多電平變換器在輸出任意電平時(shí)，都可將輸出功率橋臂或鉗位支路的獨(dú)立開關(guān)管直接鉗位到相對應(yīng)的直流側(cè)電容上，從而避免了由間接鉗位引起的內(nèi)部開關(guān)管靜態(tài)過電壓的問題。同時(shí)，每條鉗位支路的開關(guān)管也直接鉗位到直流側(cè)電容兩端。偶數(shù)電平VMC同樣可以分析得出相同的結(jié)論，在此不再贅述。VMC中每個開關(guān)管最大阻斷電壓統(tǒng)一為直流側(cè)電容電壓，這有助于VMC提升系統(tǒng)電壓等級，實(shí)現(xiàn)大功率電能變換。同時(shí)在工業(yè)應(yīng)用中使用相同等級規(guī)格的開關(guān)管，有利于批量化生產(chǎn)和降低成本。當(dāng)然，VMC需要在每個串接開關(guān)上并聯(lián)靜態(tài)均壓電阻，以實(shí)現(xiàn)靜態(tài)電壓平衡。

4 VMC和傳統(tǒng)多電平拓?fù)涞膶Ρ?/h2>

為評估所提VMC拓?fù)涞膬?yōu)缺點(diǎn)，將VMC與一些目前研究較為廣泛的多電平變換器拓?fù)淙鏝PC、FC、MMC、SMC和ANPC等進(jìn)行對比。為方便比較，設(shè)定所有多電平變換器的開關(guān)管和飛跨電容的額定電壓都相等且都為一個電平等級。

表2總結(jié)了不同單相多電平拓?fù)漭敵?+1（為正整數(shù)）電平時(shí)所需功率器件的數(shù)量，包括直流側(cè)電容、飛跨電容、二極管、開關(guān)管等。由表2可以看出，對于單相系統(tǒng)而言，相對于NPC和FC總器件數(shù)的二次項(xiàng)系數(shù)分別為4和2，VMC總器件數(shù)的二次項(xiàng)系數(shù)降為1，和SMC的總器件數(shù)相同。在單相系統(tǒng)中，VMC所用器件數(shù)量沒有MMC及ANPC有優(yōu)勢。然而，MMC及ANPC的飛跨電容在多相系統(tǒng)中數(shù)量會顯著增加，同時(shí)也會增加控制復(fù)雜度。

表2 輸出2+1電平時(shí)單相變換器器件數(shù)量對比

Tab.2 Components of 2k+1 level single-phase converter

圖7更直觀地展示了三相系統(tǒng)中不同拓?fù)涞钠骷?shù)量對比，其中，VMC、NPC和FC同時(shí)還考慮了偶數(shù)電平的情況。結(jié)合表2和圖7可以看出，相比于NPC和FC，VMC大大減少了器件數(shù)量，簡化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。同時(shí)VMC沒有NPC內(nèi)管間接鉗位的問題，也沒有FC復(fù)雜的飛跨電容的控制問題。不過，與NPC一樣，VMC也面臨著直流側(cè)電容電壓不平衡的問題[27]。目前一些學(xué)者已經(jīng)提出了一些可行的方法，如可以采用“背靠背”結(jié)構(gòu)[28-29]，添加輔助均壓電路[30-31]，以及采用軟件控制方法如零序電壓注入法[32]和虛擬矢量控制法[33-34]等。值得注意的是，與NPC和FC相比，VMC拓?fù)湓谄鏀?shù)電平向相鄰的偶數(shù)電平擴(kuò)展增加一個電平時(shí)，其所添加的器件非常少，所以形成了圖7中的折線狀。針對不同的場合巧妙運(yùn)用偶數(shù)電平VMC，提高了功率器件電壓等級選擇的靈活性，能夠有效降低成本和器件的數(shù)量。

圖7 各變換器三相系統(tǒng)所需器件數(shù)目

與MMC相比，VMC在三至十三電平范圍內(nèi)在器件數(shù)量上比MMC更有優(yōu)勢，如圖7中點(diǎn)畫線框放大所示，當(dāng)高于十三電平時(shí)，MMC器件數(shù)量的優(yōu)勢才顯現(xiàn)出來。同時(shí)VMC不需要子模塊電容和橋臂電感，三相變換器共用直流側(cè)電容，可用較為簡單的方法集中實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電容均壓控制。而MMC三相系統(tǒng)中子模塊數(shù)量較多，子模塊電容平衡控制及換流控制也較為復(fù)雜。

雖然奇數(shù)電平的VMC和SMC、ANPC相比所需器件數(shù)量相等或更多，但SMC和ANPC的三相系統(tǒng)中飛跨電容的數(shù)量仍然很多，控制相對復(fù)雜，而VMC不需要飛跨電容，避免了復(fù)雜的飛跨電容平衡控制，減小了變換器體積。

表3根據(jù)開關(guān)管的電壓應(yīng)力討論了VMC適用的電壓范圍。目前常用的IGBT耐壓等級有1 200V、1 700V、3 300V、4 500V、6 500V。為實(shí)現(xiàn)3kV、6kV、10kV、35kV的電壓等級輸出，根據(jù)逆變器電壓轉(zhuǎn)換關(guān)系為

式中，DC為直流母線電壓；為調(diào)制比；ll,1,rms為輸出線電壓基波有效值。設(shè)定開關(guān)管電壓等級選取的裕度為1.5～2倍的靜態(tài)承壓，調(diào)制比取為0.9，可得不同電平數(shù)的多電平變換器所需開關(guān)器件電壓等級與應(yīng)用場合電壓等級的關(guān)系，見表3。

結(jié)合表2、圖7多電平拓?fù)涞膶Ρ?，NPC和FC適用于較低電平數(shù)如三至五電平，對應(yīng)表3中3～6kV的電壓場合；SMC和ANPC適用于三至七電平，對應(yīng)3～10kV的電壓場合；MMC在電平數(shù)較高時(shí)能凸顯出它的優(yōu)勢，適合于10kV及以上的電壓場合。綜合器件數(shù)量及控制復(fù)雜度考慮，VMC應(yīng)用于在3～35kV電壓應(yīng)用場合較為合適。

表3 多電平變換器器件選擇與電壓等級的關(guān)系

Tab.3 The relationship between devices selection and voltage level

綜上所述，VMC拓?fù)渌杵骷?shù)量較少，結(jié)構(gòu)簡單；無需大量的飛跨電容和電感，簡化控制復(fù)雜度。針對不同場合巧妙運(yùn)用偶數(shù)電平VMC，增加了器件選擇的靈活性，能夠有效降低成本和器件數(shù)量。相比于現(xiàn)有的其他多電平變換器，VMC在四至十六電平更具有優(yōu)勢，非常適用于中壓應(yīng)用場合，為中壓等級的多電平變換器拓?fù)涮峁┝诵滤悸贰?/p>

5 仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證VMC拓?fù)涞目尚行?，本?jié)給出了仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果。在Matlab/Simulink仿真環(huán)境下基于多載波SPWM技術(shù)分別對七電平和十一電平VMC進(jìn)行仿真證明，并將文獻(xiàn)[27]的諧振開關(guān)電容變換電路應(yīng)用到VMC的直流側(cè)實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電容電壓均衡控制。直流側(cè)電壓為18.8kV，七電平VMC中每個電容兩端電壓為3.13kV，十一電平VMC中每個電容兩端電壓為1.88kV，調(diào)制比為0.86，交流側(cè)負(fù)載為300Ω。七電平VMC和十一電平VMC的仿真波形如圖8所示。

圖8 仿真波形

圖8a、圖8d分別為七電平VMC和十一電平VMC交流側(cè)輸出相電壓、線電壓波形，可以看到，在調(diào)制比為0.86的情況下，七電平VMC可以穩(wěn)定輸出七電平臺階的相電壓和十一電平臺階的線電壓，十一電平VMC可以穩(wěn)定輸出十一電平臺階的相電壓和十七電平臺階的線電壓。很明顯，十一電平VMC的輸出波形更接近于正弦波。圖8b、圖8e為交流側(cè)負(fù)載電壓、電流波形，負(fù)載相電壓有效值5 750V，線電壓有效值10kV，負(fù)載電流有效值20A，三相系統(tǒng)功率可達(dá)360kW。這些仿真波形表明，VMC拓?fù)渥迥軌蛘９ぷ?，穩(wěn)定輸出交流側(cè)正弦電壓和電流。

圖8c、圖8f分別展示了七電平VMC和十一電平VMC直流側(cè)電容電壓波形，可以看出，在10kV電壓等級的應(yīng)用場合下，七電平VMC直流側(cè)電容電壓為3.13kV，即七電平VMC中開關(guān)管電壓應(yīng)力為3.13kV，可選用4 500V的開關(guān)管；十一電平VMC直流側(cè)電容電壓為1.88kV，即十一電平VMC中開關(guān)管電壓應(yīng)力為1.88kV，可選用3 300V的開關(guān)管。這兩款開關(guān)管都是較為常用的IGBT電壓等級。這些仿真波形表明，VMC拓?fù)渥蹇蛇x用商用主流IGBT來實(shí)現(xiàn)10kV電壓等級的電能變換。

圖8g為十一電平VMC上半橋臂開關(guān)管兩端的電壓波形?？梢钥闯?，功率橋臂上的開關(guān)管總是能被直接鉗位到直流側(cè)電容兩端，開關(guān)管承壓為直流側(cè)電容電壓。對于鉗位支路的開關(guān)管，當(dāng)輸出最高電平+5時(shí)，鉗位支路的每個開關(guān)管都承受直流側(cè)電容電壓，隨著電平數(shù)的降低，串聯(lián)開關(guān)管承受的電壓呈階梯狀降低。例如，當(dāng)輸出+4電平時(shí)，開關(guān)管VTP21和VTP22共同承擔(dān)直流側(cè)電容2兩端的電壓，每個開關(guān)管承受直流側(cè)電容電壓的一半；開關(guān)管VTP31、VTP32、VTP33共同承擔(dān)直流側(cè)電容2、3的電壓，每個開關(guān)管承受直流側(cè)電容電壓的三分之二；其他鉗位支路的開關(guān)管承壓與此類似。可見每個開關(guān)管的最大阻斷電壓都為。

此外，本文搭建了380V/7.2kW三相七電平VMC的縮比實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)中，系統(tǒng)額定直流電壓為720V，由6個獨(dú)立直流電源供電，每個直流母線電容兩端的電壓為120V。

相電壓、線電壓及相電流實(shí)驗(yàn)波形如圖9所示。圖9a為變換器三相輸出相電壓的波形，變換器穩(wěn)定輸出七電平相電壓，且三相互差120°，與仿真結(jié)果相一致。每個電平等級為120V，多電平波形的各電平等級清晰。

圖9 相電壓、線電壓及相電流實(shí)驗(yàn)波形

通過濾波器將高頻諧波濾除，得到質(zhì)量良好的負(fù)載端波形，如圖9b、圖9c所示。負(fù)載端線電壓有效值為380V，負(fù)載電流的最大值約為15A，三相功率可達(dá)7.2kW。由圖9可以看出，VMC在現(xiàn)有開關(guān)狀態(tài)和調(diào)制方式下運(yùn)行良好，不依賴飛跨電容即可實(shí)現(xiàn)多電平的平穩(wěn)輸出。負(fù)載電流快速傅里葉變換（Fast Fourier Transform, FFT）分析如圖10所示，采用較小的濾波器，其諧波含量也較低。

圖10 負(fù)載電流FFT分析

圖11展示了開關(guān)管兩端的電壓波形，穩(wěn)態(tài)下每個開關(guān)管承受的最大電壓都為直流側(cè)電容電壓120V。當(dāng)輸出最高電平時(shí)，鉗位支路的開關(guān)管承壓都為120V，當(dāng)輸出+2電平時(shí)，VTP21和VTP22需承受直流側(cè)電容2兩端的電壓，每個開關(guān)管承受壓降60V；VTP31、VTP32和VTP33需承受直流側(cè)2、3兩個電容電壓，每個開關(guān)管承受壓降80V。當(dāng)輸出+電平時(shí)，VTP31、VTP32和VTP33需承受直流側(cè)3電容電壓，每個開關(guān)管承受壓降40V。

圖11 開關(guān)管兩端的電壓波形

綜上，VMC多電平變換器能夠輸出質(zhì)量較好的正弦電流及正弦電壓，實(shí)驗(yàn)結(jié)果較好地驗(yàn)證了V形鉗位多電平變換器拓?fù)浼翱刂品椒ǖ目尚行浴?/p>

6 結(jié)論

本文為V形鉗位多電平變換器拓?fù)渥逶谥袎捍蠊β孰娔茏儞Q領(lǐng)域的應(yīng)用提供了理論基礎(chǔ)和技術(shù)指導(dǎo)，介紹了VMC拓?fù)涞耐卣狗绞健⒁话阈问郊把莼愋停MC拓?fù)涞闹饕匦赃M(jìn)行了詳細(xì)研究。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了V形鉗位多電平變換器拓?fù)浼翱刂品椒ǖ目尚行?。主要結(jié)論如下：

1）VMC拓?fù)渫卣狗绞胶唵?，奇?shù)電平擴(kuò)展到相鄰偶數(shù)電平時(shí)，只需增加一個直流側(cè)電容和兩個輸出功率橋臂開關(guān)管。針對不同場合巧妙運(yùn)用偶數(shù)電平VMC，能夠增加器件選擇的靈活性，并有效地減少器件數(shù)量和降低成本。根據(jù)零電平通路變形規(guī)則，可得到二極管鉗位型、上鉗位型、下鉗位型、中點(diǎn)鉗位型四種VMC演化類型。

2）VMC無間接鉗位問題，每個開關(guān)管都被直接鉗位在直流側(cè)電容兩端，且每個開關(guān)管最大承受電壓均為直流側(cè)電容電壓。這有助于VMC提升系統(tǒng)電壓等級，實(shí)現(xiàn)大功率電能變換，且有利于工業(yè)應(yīng)用中的批量化生產(chǎn)和降低成本。

3）VMC拓?fù)渌杵骷?shù)量較少、結(jié)構(gòu)簡單；無需大量的飛跨電容和電感，體積可以大大減小，同時(shí)控制簡單易行。相比于現(xiàn)有的其他多電平變換器，VMC在四至十七電平更能凸顯VMC的器件數(shù)量少及控制簡單的優(yōu)勢。就目前市場的功率器件電壓等級而言，非常適用于3～35kV中壓應(yīng)用場合。

綜上所述，V形鉗位多電平變換器在中壓大功率電能變換領(lǐng)域具有廣闊的應(yīng)用前景和發(fā)展?jié)摿Α?/p>

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V-Clamp Multilevel Converters Suitable for Medium-Voltage Fields

（College of Electrical Engineering Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China）

Multilevel converter has been widely used in the medium/high-voltage high-power conversion fields. This paper proposes a new family of topologies named V-clamp multilevel converters (VMCs), which can achieve medium-voltage high-power conversion by a small number of devices. Besides, without flying capacitors employed in the phase legs, the control of the VMC is much easier and simpler. This paper reveals the composition of the VMC topology family, including the expansion method, general form, and evolution type. On this basis, this paper investigates the working principle and control method of VMCs, and analyzes the direct clamping mechanism and blocking voltage distribution. Compared with the existing multilevel converters, the VMC is more suitable for medium-voltage applications. The simulation and experimental results verify the feasibility of the VMC topology family and control method, and further prove the correctness of the theoretical analysis in this paper.

Multilevel converters, power conversion, DC-link capacitors, direct clamping, V-clamp

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90365

TM46

原露恬 女，1995年生，碩士研究生，研究方向?yàn)榇蠊β孰娏﹄娮幼儞Q器技術(shù)。E-mail: 18121533@bjtu.edu.cn

鄭瓊林 男，1964年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)檐壍澜煌恳╇娕c交流傳動、電力系統(tǒng)中的電力電子技術(shù)、電力有源濾波與電能質(zhì)量等。E-mail: tqzheng@bjtu.edu.cn（通信作者）

2020-07-10

2020-11-16

國家自然科學(xué)基金重點(diǎn)資助項(xiàng)目（51737001）。

（編輯 陳 誠）