杜明玉，徐紅波，艾峰

（中信科移動(dòng)通信技術(shù)股份有限公司，湖北 武漢 430001）

0 引言

得益于工信部的部署和運(yùn)營商的積極推薦和網(wǎng)絡(luò)布局，2020 年成為5G 商用的爆發(fā)年，運(yùn)營商在5G 無線覆蓋產(chǎn)品方面推出了多種類型的產(chǎn)品形態(tài)。無線分布式小站作為一種新型的5G NR 室分解決方案產(chǎn)品，可以將高頻的5G 信號(hào)通過移頻轉(zhuǎn)化成低頻的無線信號(hào)傳輸，在信號(hào)的傳輸接收方面具有很多優(yōu)點(diǎn)，滿足5G 信號(hào)的室分覆蓋要求[7]。

無線分布式小站采用兩級(jí)架構(gòu)的覆蓋方案，即主單元PAU 和分布式單元PRU，發(fā)射鏈路主單元饋線耦合接收5G 宏站的高頻的頻譜信號(hào)，通過射頻濾波和模數(shù)轉(zhuǎn)化、下變頻處理變?yōu)榈皖l段的移頻射頻信號(hào)發(fā)射，分布式單元無線接收移頻射頻信號(hào)，通過上變頻轉(zhuǎn)化和濾波，轉(zhuǎn)化為高頻的5G 的射頻信號(hào)發(fā)射，實(shí)現(xiàn)無線移頻5G 信號(hào)傳輸[2]。

現(xiàn)有類似設(shè)備需要解決兩個(gè)問題：（1）開關(guān)信號(hào)的傳輸?，F(xiàn)有NR 配置均為TDD，分布式單元需要獲取開關(guān)同步信號(hào)才能正確進(jìn)行上下行切換；（2）頻率同步。由于主單元和分布式單元之間有移頻操作，就必然涉及到主單元和分布式單元之間的頻率同步問題。如果主單元和分布式單元之間頻偏過大，會(huì)對(duì)系統(tǒng)性能造成嚴(yán)重影響。

本文通過該空口分布式系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)形式，介紹了一種用于該方案的同步技術(shù)，實(shí)現(xiàn)與主單元和分布式單元主控之間的開關(guān)和頻相同步。與傳統(tǒng)移頻設(shè)備相比，本方案無需昂貴的高精度晶振即可實(shí)現(xiàn)頻率同步，各分布式PRU 單元只需要與主單元PAU 之間采用易于實(shí)現(xiàn)的擴(kuò)頻技術(shù)進(jìn)行時(shí)頻同步即可，不需要在每臺(tái)PRU 上實(shí)現(xiàn)5G同步檢測(cè)，系統(tǒng)設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，降低了系統(tǒng)成本和功耗。

1 同步實(shí)現(xiàn)技術(shù)

1.1 實(shí)現(xiàn)方案

本文同步技術(shù)適用于具備兩級(jí)架構(gòu)的無線覆蓋系統(tǒng)，該系統(tǒng)分為主單元和分布式單元，主單元和分布式單元采用數(shù)字信號(hào)的處理技術(shù)和軟件無線電技術(shù)，實(shí)現(xiàn)空口數(shù)據(jù)的連接、回傳和同步，如圖1 所示。

圖1 5G無線分布式小站系統(tǒng)

同步實(shí)現(xiàn)技術(shù)的特性方式是，在主控端，主單元PAU 通過無源器件饋線耦合接收5G NR 信源的高頻射頻信號(hào)，耦合的5G NR 信號(hào)通過主單元PAU 后，分為兩路，一路經(jīng)過模塊下變頻處理，變?yōu)榈皖l段的移頻射頻信號(hào)，通過發(fā)射鏈路的功放放大、環(huán)形器濾波后，再通過發(fā)射端的全向無線發(fā)射給分布式單元PRU。另外一路通過主單元基帶盤的5G 同步檢測(cè)模塊，5G 同步檢測(cè)模塊內(nèi)部通過集成Transceiver 收發(fā)器模數(shù)轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)，經(jīng)過FPGA 基帶處理提取主同步信號(hào)PSS、輔同步信號(hào)SSS和解調(diào)參考信號(hào)DMRS。邏輯處理器FPGA 先通過5G 同步模塊獲取開關(guān)信息，得到開關(guān)信息后，先將開關(guān)信號(hào)進(jìn)行差分編碼，然后進(jìn)行擴(kuò)頻[1]，達(dá)到增加占用帶寬的目的，最后進(jìn)行脈沖成形濾波并插值混頻后，送至DAC發(fā)送到分布式單元。通過同步模塊解調(diào)出來的同步信號(hào)，用于主單元PAU 跟基站之間的同步，同時(shí)同步信號(hào)通過邏輯處理器FPGA 處理后，用于控制鏈路的射頻開啟和關(guān)斷切換，如圖2 所示[3]。

圖2 主單元發(fā)送框圖

分布式單元通過對(duì)來自主單元空口的接收信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)操作，可從數(shù)據(jù)中恢復(fù)開關(guān)信號(hào)，同時(shí)也可以獲取本地時(shí)鐘與主控時(shí)鐘之間的頻差和相差，通過鑒相操作即可獲得DA的控制值，用于調(diào)整VCXO 的頻率，從而實(shí)現(xiàn)與主單元和分布式單元主控之間的頻相同步，有效降低移頻后引入的頻率誤差[4]，分布式單元接收部分功能框圖如圖3 所示。

圖3 分布式單元接收部分功能框圖

輸入信號(hào)首先通過下變頻，進(jìn)入PN 捕獲模塊。當(dāng)捕獲PN 碼后，即進(jìn)入跟蹤狀態(tài)，跟蹤模塊采用超前-滯后閉合環(huán)路方法實(shí)現(xiàn)。將超前-滯后產(chǎn)生的誤差分量進(jìn)行鑒相并環(huán)路濾波后，控制外部DA 來對(duì)VCXO 進(jìn)行頻率調(diào)節(jié)，用于跟蹤主控單元的頻率；最后將解擴(kuò)后的輸出進(jìn)科斯塔斯環(huán)，調(diào)節(jié)NCO 的相位，以獲得精確的解調(diào)輸出。解調(diào)后的信號(hào)通過解差分編碼后即可得到開關(guān)信號(hào)[9]。

1.2 擴(kuò)頻實(shí)現(xiàn)技術(shù)[8]

為了實(shí)現(xiàn)將數(shù)據(jù)比特?cái)U(kuò)頻的目的，本論文的做法是用一擴(kuò)頻碼序列與待發(fā)射的信息信號(hào)（數(shù)據(jù)比特）異或。設(shè)定開關(guān)信號(hào)的采樣率為100 kbit/s，擴(kuò)頻增益為32，即最終碼片速率為3.2 M，因此每個(gè)碼片周期為0.312 5μs。

由于擴(kuò)頻序列具有比數(shù)據(jù)比特窄得多的時(shí)寬，從而使擴(kuò)頻序列具有比數(shù)據(jù)序列高得多的頻帶。最后將擴(kuò)頻后的數(shù)據(jù)按照0 變+1，1 變-1 的方式進(jìn)行編碼[6]。

PN 碼生成采用m 序列，是由多級(jí)移位寄存器或者延遲元件通過線性反饋產(chǎn)生的最長的碼序列。在二進(jìn)制移位寄存器中，如果移位寄存器的級(jí)數(shù)為n，共有2n個(gè)狀態(tài)，不包括全0 狀態(tài)的話就有2n-1 中可能狀態(tài)，因此它能產(chǎn)生的最大長度的碼序列為2n-1 位。在m 序列移位寄存器的電路結(jié)構(gòu)里，反饋線不是隨意的，m 序列的周期P也不是任意值，而必需滿足：

式(1)中，n是移位寄存器的級(jí)數(shù)。

圖4是由N級(jí)移位寄存器構(gòu)成的碼序列發(fā)生器。最長線性序列的特征多項(xiàng)式為其中Ci表示移位寄存器的反饋連線，Ci=1 表明第i級(jí)移位寄存器存在反饋連線，Ci=0 表明第i級(jí)移位寄存器不存在反饋連線。因?yàn)閙 序列是循環(huán)序列發(fā)生器產(chǎn)生的，所以C0=Cn=1，即參與反饋。而反饋系數(shù)C1,C2,……,Cn-1若為1 就參與反饋；若為0，則表示斷開反饋，即開路，無反饋連線。本論文次設(shè)計(jì)采用10 級(jí)m 序列發(fā)生器，特征多項(xiàng)式為x10+x3+1。

圖4 N級(jí)循環(huán)發(fā)生器的模型

擴(kuò)頻碼捕獲采用滑動(dòng)相關(guān)法實(shí)現(xiàn)，該方法是基于相關(guān)器的串行捕獲，如圖5 所示：

圖5 串行捕獲原理

串行捕獲電路由本地序列發(fā)生器、時(shí)鐘控制、I 路和Q路積分清除、平方求和、判決控制部分組成。本地序列與輸入信號(hào)作非相干相關(guān)運(yùn)算，統(tǒng)計(jì)量與判決門限進(jìn)行比較，大于或等于門限值時(shí)，認(rèn)為捕獲成功，否則，繼續(xù)循環(huán)，扣除一個(gè)序列生成時(shí)鐘周期，相當(dāng)于調(diào)整一個(gè)相對(duì)碼片位移，進(jìn)行下一周期的相關(guān)運(yùn)算與判決，上下支路的平方是為了消除載波頻偏的影響。假設(shè)I 支路輸入信號(hào)為a(t)c(t)sinδwt，Q支路的輸入為a(t)c(t)cosδwt，式中a(t)為數(shù)據(jù)序列，c(t)為接收信號(hào)中的PN 碼序列，c'(t)為本地產(chǎn)生的PN 碼序列，δw為載波頻偏。判決器的輸入信號(hào)為：

判決值只與接收信號(hào)中的PN 碼c(t) 與本地產(chǎn)生的PN 碼)'(c t有關(guān)，與載波頻偏無關(guān)。相關(guān)運(yùn)算的積分過程中每完成一個(gè)符號(hào)周期后就將結(jié)果清零，才能進(jìn)入下一個(gè)周期的積分運(yùn)算。

當(dāng)檢測(cè)到的相關(guān)值輸出大于某一門限時(shí)，表示基本完成捕獲。此時(shí)本地序列開始相對(duì)輸入數(shù)據(jù)同步移動(dòng)，系統(tǒng)進(jìn)入驗(yàn)證狀態(tài)。通過對(duì)同步態(tài)進(jìn)行驗(yàn)證，可以避免系統(tǒng)同步于錯(cuò)誤的狀態(tài)，減小虛警概率。

當(dāng)系統(tǒng)通過驗(yàn)證后即進(jìn)入跟蹤狀態(tài)，系統(tǒng)中對(duì)搜索時(shí)間無特別要求，因此該實(shí)現(xiàn)技術(shù)可以作為本次同時(shí)實(shí)現(xiàn)有效的捕獲方式。

1.3 擴(kuò)頻碼跟蹤技術(shù)[6]

本系統(tǒng)采用超前-滯后閉合環(huán)路來對(duì)擴(kuò)頻碼進(jìn)行跟蹤。超前-滯后閉合環(huán)路的結(jié)構(gòu)框圖如圖6 所示。

圖6 分布式單元擴(kuò)頻碼跟蹤電路

主單元需要產(chǎn)生整個(gè)設(shè)備的系統(tǒng)時(shí)鐘，設(shè)計(jì)上要保證主單元下的所有分布式單元的系統(tǒng)時(shí)鐘的一致性，這樣可以保證所有分布式遠(yuǎn)端單元的信號(hào)經(jīng)過移頻后，頻率與主單元頻率保持一致，否則會(huì)導(dǎo)致主單元與分布式單元之間產(chǎn)生較大頻差，對(duì)系統(tǒng)指標(biāo)造成嚴(yán)重影響，甚至導(dǎo)致終端無法接入。

本模塊直接將環(huán)路鑒相后的數(shù)值送入DA，經(jīng)過低通濾波器后送至VCXO，產(chǎn)生恢復(fù)時(shí)鐘，提供給分布式單元上的鎖相環(huán)做參考。由于分布式單元的VCXO 工作的中心頻率對(duì)應(yīng)的電壓為1.65 V，因此DA 輸出的電壓信號(hào)應(yīng)以1.65 V 為中心點(diǎn)左右偏移。

其中，環(huán)路鑒相器將I、Q 兩支路的超前值和滯后值分別進(jìn)行平方求和運(yùn)算，將兩者的差值作為后面時(shí)鐘調(diào)整的誤差值。

1.4 相位跟蹤[5]

通過超前-滯后閉合環(huán)路進(jìn)行VCXO 初始鎖定后，還會(huì)存在一定的頻差和相差。此時(shí)，需要切換到相位跟蹤環(huán)進(jìn)行精調(diào)[5]。

相位跟蹤環(huán)本論文采用costas 環(huán)實(shí)現(xiàn)，如圖7 所示：

圖7 科斯塔斯環(huán)

該模塊在整個(gè)環(huán)路中起著非常重要的作用，不僅完成低通濾波功能，更重要的是對(duì)環(huán)路參數(shù)調(diào)整起決定性作用。

通常理想二階鎖相環(huán)性能遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于其他環(huán)路（鎖定狀態(tài)下穩(wěn)態(tài)方差為0，同步帶無限大），所以環(huán)路濾波器采用上述介紹的一階數(shù)字環(huán)路濾波器即可。

由于輸入數(shù)據(jù)速率為3.2 Mbit/s，環(huán)路輸入信噪比為0 dB，按文獻(xiàn)記載的計(jì)算方法可得環(huán)路噪聲帶寬BL為950 kHz，留一定余量，取為800 kHz。再由式(3)：

代入即可算出阻尼振蕩頻率ωn=1.5 MHz。

由于輸入數(shù)據(jù)位數(shù)為16 位，則輸入信號(hào)幅度A=216-1=32 768；跟蹤模塊保留了16 位有效位，其貢獻(xiàn)的增益G=216。定DDS 的增益為2-31，因此環(huán)路增益K=AG×2-31=1。將這些結(jié)果代入G1、G2的計(jì)算式即可得到環(huán)路濾波器系數(shù)G1=0.027 6、G2=0.000 381。

為簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)電路，取G1=2-5=0.031 25，G2=2-11=0.000 488。小數(shù)乘法可采用移位方法實(shí)現(xiàn)，只要注意有效字長的截取，且不影響環(huán)路誤差校準(zhǔn)精度，可以保證系統(tǒng)占用最小的芯片資源。在FPGA 實(shí)現(xiàn)時(shí)需對(duì)系數(shù)再進(jìn)行調(diào)整，右移5 位，即得到G1=210，G2=2-16。其具體設(shè)計(jì)如圖8 所示。相位精確后恢復(fù)的參考時(shí)鐘，更能減小系統(tǒng)的頻偏，提高VXCO 的鎖定時(shí)間。

圖8 相位精準(zhǔn)設(shè)計(jì)圖示

相位精確后的恢復(fù)的參考時(shí)鐘，更能減小系統(tǒng)的頻偏，提高VXCO 的鎖定時(shí)間。

2 同步實(shí)現(xiàn)與實(shí)測(cè)驗(yàn)證

本文通過5G 無線分布式小站的這種系統(tǒng)架構(gòu)方案，實(shí)現(xiàn)了PAU 和PRU 之間5G 的時(shí)鐘恢復(fù)和空口的同步，保證主單元下的所有分布式單元的系統(tǒng)時(shí)鐘的一致性，對(duì)于TDD 的5G 系統(tǒng)來說，分布式遠(yuǎn)端單元的時(shí)分信號(hào)開啟和關(guān)斷和系統(tǒng)本振參考的同步都可以完整地在PRU 端精準(zhǔn)實(shí)現(xiàn)，在3.5 G 的5G 分布式微站產(chǎn)品樣機(jī)驗(yàn)證階段，實(shí)驗(yàn)室測(cè)試了PAU 和兩套PRU 的組合系統(tǒng)，PRU 系統(tǒng)為兩通道2×2MIMO 雙天線系統(tǒng)，系統(tǒng)的端口輸出為250 mW，終端UE 采用5G 手機(jī)實(shí)現(xiàn)閉環(huán)測(cè)試，系統(tǒng)的射頻帶寬為Band78 MHz、100 MHz，273RB，PAU 射頻饋入NR 基站信號(hào)測(cè)試驗(yàn)證了PAU+PRU 空口的業(yè)務(wù)流量值，測(cè)試數(shù)據(jù)顯示PDSCH 的SINR 值可以達(dá)到30 dB，Downlink 調(diào)度方式MCS 可以達(dá)到25 左右，下行業(yè)務(wù)量最低680 Mbit/s，上行業(yè)務(wù)值為314 Mbit/s，測(cè)試顯示值基本都在理論值的90% 以上水平。測(cè)試數(shù)據(jù)表明分布式單元對(duì)前傳接收的空口通信信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)，恢復(fù)出時(shí)分開關(guān)信號(hào)和VCXO的頻率配置是準(zhǔn)確和可行的，測(cè)試數(shù)據(jù)如圖9 所示：

圖9 系統(tǒng)測(cè)試驗(yàn)證數(shù)據(jù)

3 結(jié)束語

在5G 高速發(fā)展的現(xiàn)在，我們一直在致力于研究更具競(jìng)爭(zhēng)力和優(yōu)勢(shì)，成本低廉和布局方便的通信產(chǎn)品。本文所述的擴(kuò)頻碼實(shí)現(xiàn)同步技術(shù)，適用于無線通信領(lǐng)域，對(duì)于采用兩級(jí)架構(gòu)、實(shí)現(xiàn)無線信號(hào)傳輸?shù)腘R 無線通信產(chǎn)品，本文實(shí)現(xiàn)同步采用的擴(kuò)頻碼跟蹤技術(shù)、空口時(shí)鐘恢復(fù)技術(shù)和相位校準(zhǔn)技術(shù)等數(shù)字通信的同步方法，經(jīng)試驗(yàn)測(cè)試驗(yàn)證是可行的一種同步方案。該實(shí)現(xiàn)方案的優(yōu)勢(shì)主要體現(xiàn)在，主單元通過邏輯處理得到的開關(guān)信息，是用一擴(kuò)頻碼序列與待發(fā)射的信息信號(hào)異，將開關(guān)信號(hào)進(jìn)行差分編碼，然后進(jìn)行擴(kuò)頻跟蹤，通過對(duì)VCXO 進(jìn)行頻率調(diào)節(jié)以此來跟蹤主控單元的頻率，調(diào)節(jié)NCO 的相位，以獲得精確的解調(diào)輸出。分布式單元解調(diào)后的信號(hào)即可得到精準(zhǔn)度的開關(guān)信號(hào)，高效且精準(zhǔn)，同時(shí)也提高了產(chǎn)品的穩(wěn)定性。