范立榮，江躍龍，張勝賓，李懷俊

(1.廣東交通職業(yè)技術學院 汽車與工程機械學院，廣州 510650；2.廣州鐵路職業(yè)技術學院 信息工程學院，廣州 510650)

0 引 言

三電平逆變器具有開關頻率高、輸出諧波含量小、系統(tǒng)效率高等優(yōu)點，在新能源發(fā)電領域得到廣泛的應用[1-2]。三電平T型中點鉗位(以下簡稱TNPC)并聯(lián)逆變器系統(tǒng)可根據(jù)用戶需求靈活配置和擴展，在未來的智能家居及智能電網(wǎng)中扮演著重要的角色。在光伏并網(wǎng)逆變器中，三電平智能變流器并聯(lián)控制可以實現(xiàn)經(jīng)濟運行模式，該模式下可以實現(xiàn)可再生能源優(yōu)先、非可再生能源次之、儲能系統(tǒng)補充和備用第三的能源使用順序，當遇到“填峰削谷”時可智能調(diào)整。

但是，逆變器的直接并聯(lián)必然會導致并聯(lián)模塊間的環(huán)流問題[3-5]。外零序環(huán)流會帶來三相電流畸變和直流偏置等問題，增加系統(tǒng)的損耗，如不對零序環(huán)流加以控制，會造成控制系統(tǒng)波形變差，甚至使系統(tǒng)崩潰[6-7]。同時，三電平TNPC變流器若中點不對稱將使輸出電壓含零序分量，這將導致系統(tǒng)不可靠。因此，研究中點電位平衡控制也是研究三電平逆變器的控制策略的核心課題之一[8]。

本文針對多臺智能變流器并網(wǎng)產(chǎn)生的環(huán)流及中點不平衡等問題，提出一種新型的并聯(lián)均流控制策略，具體包括下垂控制、中點電位平衡控制、環(huán)流抑制等，并對其進行了具體的分析及設計，實驗結果證明了控制策略的高效性及可靠性。

1 TNPC三電平變流器調(diào)制策略

三相多臺TNPC變流器具體控制策略如圖1所示，交流側采用理想三相電壓源EA、EB、EC，其線電壓有效值為380 V，L為濾波電感，取值為0.9 mH，C1、C2為濾波電容，取值分別為22 μF、0.47 μF，R為47 kΩ。i為電感側電流，u為采樣電容C1電壓；采樣直流側中點電壓并計算得到中點電位差ΔU；Vd、Vq分別為經(jīng)過下垂控制、電壓電流雙閉環(huán)調(diào)節(jié)后得到的d、q軸輸出電壓；中點電壓平衡采用比例調(diào)節(jié)方式，將直流側中點電壓壓差檢測得到的結果，經(jīng)過合適的比例系數(shù)調(diào)節(jié)，從而將中點電壓壓差控制在一定范圍內(nèi)；環(huán)流通過比例積分諧振調(diào)節(jié)器(PIR)，其中PI主要抑制的是直流分量，諧振主要抑制的是3次、9次諧波分量。中點電位平衡控制采用比例調(diào)節(jié)的方式并與電壓電流雙閉環(huán)輸出的電壓疊加，最終得到調(diào)制波，并采用PD控制策略進行調(diào)制。

圖1 三相多臺TNPC變流器運行控制框圖及調(diào)制策略

1.1 下垂控制原理

三電平TNPC智能變流器采用P-Udc(功率和直流側電壓)下垂控制方式，其下垂曲線圖如圖2所示。

圖2 P-Udc下垂控制原理

圖2中，UO代表TNPC智能變流器空載時直流側母線電壓，Udc代表TNPC智能變流器直流側母線實際電壓，P代表變流器實際功率，m代表曲線的下垂系數(shù)，具體的下垂控制表達式如下：

Udc=UO-mP

(1)

m的具體表達式：

(2)

式中：ΔUdcmax代表母線電壓可容許最大邊際值，取5%；PN為負載額定功率。理想情況下近似認為交流側有功功率Pac與直流側有功功率Pdc相等，即有如下表達式：

Pac=Pdc

(3)

1.2 變流器并聯(lián)環(huán)流模型及其抑制方法

在TNPC智能變流器控制系統(tǒng)中，以三臺變流器并聯(lián)拓撲系統(tǒng)為例，圖3為 三臺并聯(lián)變流器系統(tǒng)等效電路圖。

圖3 三臺變流器并聯(lián)拓撲等效電路圖

由圖3可以得出任意一相電壓矢量關系式(這里以R相為例)：

三是創(chuàng)新優(yōu)化政務環(huán)境。全面落實深化改革各項工作，創(chuàng)造性成立商事審批服務虛擬辦公室，打破傳統(tǒng)審批固化程序，重構審批流程，提前介入技術審查和業(yè)務指導，實行“一窗受理、集成服務”，目前在全省“施工許可50天”改革基礎上，最少可為項目建設方節(jié)約12-17天時間。暢通政企溝通渠道，設立企業(yè)投訴熱線，在“江蘇姜堰”微信公眾號開通網(wǎng)上投訴渠道，對企業(yè)的合理合法訴求第一時間回應、第一時間解決。

(4)

式中：Vr為R相電源；r為每相電感等效內(nèi)阻；R1，R2，R3為TNPC并聯(lián)變流器等效負載電阻；ua為PWM整流交流側電壓基波；Vo為整流輸出電壓；Vo-為輸出負載環(huán)流端電壓；d1為與輸出電壓成比例的常數(shù)，同理其它S相、T相參數(shù)同。

由式(4)可以推導出：

(5)

同理對S相、T相均有：

(6)

(7)

把式(5)、式(6)、式(7)累加可以得到：

(8)

如果我們忽略高次諧波分量，則可以得到：

(9)

(10)

由式(9)、式(10)可知，由于線路阻抗RL非常小，三臺逆變器輸出電壓Vo在自身參數(shù)異同會導致并聯(lián)三電平智能變流器輸出不平衡電流Io。通過優(yōu)化濾波器的設計參數(shù)、載波信號同步等手段，可以對高頻環(huán)流有較好的抑制效果[9-10]。

由前面可以得出變流器并聯(lián)環(huán)流控制系統(tǒng)框圖，如圖4所示。

圖4 變流器并聯(lián)系統(tǒng)環(huán)流控制框圖

1.3 改進型TNPC環(huán)流抑制算法

從前面可知，多臺變流器運行時在變流器之間會產(chǎn)生環(huán)流，因此多臺變流器的調(diào)制策略在單臺變流器的基礎上加入環(huán)流控制。多臺變流器的運行控制框圖同單臺的一致，不同的是在PD調(diào)制中引入了環(huán)流控制，控制第N臺變流器的零序環(huán)流與第N-1臺的環(huán)流在數(shù)值上大小相等，控制方向相反，即圖4中環(huán)流幅值相位控制調(diào)節(jié)器，它包含中點電壓ΔU與三相電流矢量進行PIR調(diào)節(jié)控制，具體改進型環(huán)流控制如圖5所示。

圖5 兩臺TNPC智能變流器零序環(huán)流的控制

在圖1中，采樣第一臺變流器的電流iA1、iB1、iC1，計算得到流經(jīng)每臺的零序環(huán)流大小為io,io的計算公式如下：

io=(iA+iB+iC)/3

(11)

圖5為兩臺TNPC智能變流器并聯(lián)運行時對環(huán)流進行控制的調(diào)制策略，將環(huán)流進行PIR控制后，經(jīng)過下垂、電壓電流雙閉環(huán)得到的d、q軸電壓經(jīng)過2r/3s坐標變換得到三相電壓，對調(diào)制波做歸一化處理后與載波比較得到所需的PWM波形，去控制每個橋臂開關管的通斷。PD調(diào)制具體如圖6所示。

圖6 PD調(diào)制策略輸出PWM波

1.4 TNPC改進型中點平衡控制算法

對于中點電壓Vo(即ΔU)平衡的控制，具體的方法是將中點電壓壓差經(jīng)過采樣并進行計算，再采用比例調(diào)節(jié)的方式去控制中點電壓，得到的空間矢量調(diào)制波為經(jīng)過變換后的三相電壓和中點電壓偏差經(jīng)比例調(diào)節(jié)后的疊加，最終輸出PWM波控制三電平智能變流器。具體控制算法如圖7所示。

圖7 改進型中點平衡控制算法

2 實 驗

圖8為系統(tǒng)的整體運行框圖，開關S1為空載和帶載實驗的切換，開關閉合時為帶載實驗，開關斷開時為空載實驗；開關S2為加減載切換實驗，開關S2從斷開到閉合時為加載實驗，反之則為減載實驗。隔離變壓器為確保安全作用。

圖8 系統(tǒng)整體運行框圖

為了滿足負載切換時直流側電壓在一定的范圍內(nèi)波動，引入下垂控制。引入P-Udc下垂控制，空載時Id為0，直流側電壓為320 V，設置空載電壓比最大負載直流側的電壓高10 V，負載切換為60 Ω～90 Ω；當直流側負載最大時(60 Ω)，直流側電壓為310 V，交流側線電壓為180 V，根據(jù)交直流側功率近似相等的原理，求出此時的電流Id為7.27 A，此時功率為1.6 kW,得到下垂曲線的解析式：

(12)

為了驗證本文的控制策略的正確性，分別做了幾種工況下的負載突變實驗，如表1所示。

表1 負載突變仿真工況(P-Udc下垂控制、加隔離變壓器)

圖9為兩臺TNPC智能變流器并聯(lián)穩(wěn)定運行時實驗結果。依據(jù)下垂控制原理，當兩臺變流器并聯(lián)運行時，網(wǎng)側電流均分，從圖9中可以看出，兩臺網(wǎng)側電流基本均分，分別為2.844 A和2.673 A，驗證了下垂控制及環(huán)流控制效果的正確性。

圖9 兩臺TNPC智能變流器并聯(lián)運行實驗結果

圖10 兩臺TNPC智能變流器并聯(lián)運行時負載突變前波形圖(減載)

圖10～圖12為負載突變實驗(減載，60 Ω切換到90 Ω)，負載突變前直流側電壓為314.3 V，網(wǎng)側電流分別為2.845 A和2.669 A，負載突變后直流側電壓穩(wěn)定在316.5 V，網(wǎng)側電流為1.864 A和1.750 A，與理論分析的下垂控制所得到的值基本相同，從而驗證了該控制策略的正確性。在負載突變調(diào)節(jié)的過程當中，電壓超調(diào)量為8 V，經(jīng)過20 ms達到穩(wěn)定。

圖11 兩臺TNPC智能變流器并聯(lián)運行時負載突變時動態(tài)波形圖(減載)

圖12 兩臺TNPC智能變流器并聯(lián)運行時負載突變后穩(wěn)定運行波形圖(減載)

圖13～圖15為加載實驗(90 Ω切換到60 Ω)，負載突變前直流側電壓為315.3 V，網(wǎng)側電流分別為1.853 A和1.747 A，負載突變后直流側電壓穩(wěn)定在313.7 V，網(wǎng)側電流為2.827 A和2.672 A，與理論分析的下垂控制所得到的值基本相同，負載加載前后，符合理論上的下垂控制原理，且均流效果較好。

圖13 兩臺TNPC智能變流器并聯(lián)運行時負載突變前實驗波形圖(加載)

圖14 兩臺TNPC智能變流器并聯(lián)運行時負載突變時動態(tài)波形圖(加載)

圖15 兩臺TNPC智能變流器并聯(lián)運行時負載突變后穩(wěn)定運行波形圖(加載)

為進一步驗證本文算法有效性，增加單臺TNPC與兩臺TNPC網(wǎng)側電流THD含量對比，如圖16所示。

圖16 單臺與兩臺TNPC穩(wěn)定運行時網(wǎng)測THD

從圖16可以看出，3次電流諧波含量明顯增大，間接說明了兩臺變流器并聯(lián)運行時環(huán)流的存在。

圖17(a)為不加任何控制時環(huán)流波形圖。此時環(huán)流總有效值為0.485 A，占每臺變流器電流的含量為18.1%。圖17(b)為加入PIR環(huán)節(jié)后環(huán)流變化的動態(tài)波形圖。從圖17(b)中可以看出，環(huán)流幅值明顯減小，環(huán)流為0.063 82 A，此時中點電位基本達到平衡，有效驗證了本文算法的高效性與可靠性。

圖17 不加任何控制策略與加入PIR控制后環(huán)流波形對比分析

3 結 語

本文對多臺三電平智能變流器并聯(lián)控制策略進行了應用研究，通過對多臺TNPC智能變流器并聯(lián)的實驗，驗證了TNPC智能變流器采用下垂控制、變流器并聯(lián)環(huán)流模型機理及其抑制、中點電壓平衡等控制策略的正確性。在負載突變時，依據(jù)下垂控制、電壓電流雙閉環(huán)控制等策略，直流側電壓在一定的范圍內(nèi)升高且最終達到穩(wěn)定，其它功能比如中點平衡控制、環(huán)流抑制等算法均得到了驗證，充分驗證了本文提出的并聯(lián)均流控制策略的有效性與可行性。且此控制策略可擴展至N臺三電平變流器，適應性強，可靠性好，可以實現(xiàn)不依附電網(wǎng)電能、并網(wǎng)發(fā)電和離網(wǎng)運行，未來具備廣闊的市場空間。