榮德生，劉謹(jǐn)瑞，孫瑄瑨，田東豪

(遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，遼寧 葫蘆島 125105)

1 引言

隨著新能源發(fā)電技術(shù)的推廣，作為新能源發(fā)電系統(tǒng)的核心部件DC-DC變換器得到迅速發(fā)展[1-3]。為獲取較低的電壓應(yīng)力、較高的電壓增益和效率，學(xué)者們研究出了級(jí)聯(lián)型變換器[4]、開關(guān)電容或開關(guān)電感型變換器[5,6]、交錯(cuò)并聯(lián)型變換器等[7]，這些變換器都在某些方面有效地實(shí)現(xiàn)了上述目標(biāo)。如文獻(xiàn)[8]提出了耦合電感Boost變換器，電壓應(yīng)力有所降低，緩解了輸出二極管的反向恢復(fù)問題，但不適用于大功率場(chǎng)合。文獻(xiàn)[9,10]通過Boost變換器和電感倍壓?jiǎn)卧嘟Y(jié)合，有效提高了電壓增益，但因漏感的存在未能將電壓增益最大化。文獻(xiàn)[11]提出了帶擴(kuò)展倍壓?jiǎn)卧你Q位電路變換器，但輸出二極管電壓應(yīng)力等于輸出電壓。文獻(xiàn)[12]通過鉗位電容吸收漏感能量，開關(guān)管的電壓尖峰得到有效抑制，但輸出二極管的電壓應(yīng)力仍有降低空間。文獻(xiàn)[13]在傳統(tǒng)有源鉗位電路上進(jìn)行改進(jìn)，降低了二極管的電壓應(yīng)力，并且抑制了占空比丟失的現(xiàn)象，提升了變換器的性能。文獻(xiàn)[14]使用有源鉗位零電壓導(dǎo)通(Zero Voltage Switch，ZVS)軟開關(guān)技術(shù)，可以在電流連續(xù)的情況下實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，并且易于控制，但并未明顯提高電壓增益。文獻(xiàn)[15]將鉗位支路分別鉗位于輸入端、輸出端與地，經(jīng)分析與實(shí)驗(yàn)證明鉗位于地的電流紋波最小，提升了變換器的效率。文獻(xiàn)[16]提出了一種二次型變換器，使電壓增益與占空比成二次方關(guān)系，實(shí)現(xiàn)了高增益，但是電壓應(yīng)力也成倍增加，減少了適用場(chǎng)合。文獻(xiàn)[17]在文獻(xiàn)[16]的基礎(chǔ)上，引入耦合電感單元，在輸出端采用疊加電容的形式，進(jìn)一步提高電壓增益，而且采用無源支路吸收漏感能量，使得變換器效率有所提高，但所用元器件較多，電路較復(fù)雜。

本文受文獻(xiàn)[10-13,16]的啟發(fā)，提出具有有源鉗位電路的耦合電感二次型DC-DC變換器。將耦合電感引入現(xiàn)有二次型Boost變換器中，總結(jié)出一類基于耦合電感的有源鉗位Boost變換器。該類變換器通過耦合電感和鉗位支路的有機(jī)結(jié)合，不僅提高了電壓增益、有效地降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力，而且利用有源鉗位支路回收漏感能量，緩解了漏感與寄生電容諧振的現(xiàn)象，有效地抑制了開關(guān)導(dǎo)通時(shí)的尖峰電壓，實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)工作狀態(tài)。

2 組合式耦合電感二次型Boost變換器的提出

本文在二次型Boost變換器的基礎(chǔ)上，增加自舉電容，在自舉電容支路中增加耦合電感，如圖1右側(cè)虛線所示，形成了LCVD支路。

圖1 二次型變換器增加耦合電感電容支路

由于二次型Boost變換器結(jié)構(gòu)的特殊性，當(dāng)開關(guān)管S開通，電容C1可充當(dāng)電壓源，而LCVD支路在開關(guān)管S開通模態(tài)下進(jìn)行儲(chǔ)能，故二極管VD3中的陽極節(jié)點(diǎn)③便可連接至節(jié)點(diǎn)①和節(jié)點(diǎn)②。而對(duì)于耦合電感副邊來說，可以與電感L1、L2進(jìn)行耦合，故可組合成為四種具有耦合電感電容支路的二次型變換器，如圖2所示，屬于這一類的四種變換器均可以引入有源鉗位電路實(shí)現(xiàn)高增益。

圖2 四種耦合電感二次型變換器

根據(jù)二次型變換器的工作原理，當(dāng)開關(guān)管S導(dǎo)通，電感L1由電源Vi儲(chǔ)能，電感L2由電容C1儲(chǔ)能。由于

(1)

故變換器4具有最大的電壓增益。

3 工作原理分析

為進(jìn)一步論證理論的正確性，本文采用圖2中的變換器4進(jìn)行拓?fù)浞治觯娐纺Ｐ腿鐖D3所示。

圖3 具有有源鉗位的耦合電感二次型變換器

L1作為輸入電感，鉗位管Sc、反并聯(lián)二極管VDc和電容Cc構(gòu)成鉗位支路，VD3和C2串聯(lián)為副邊充電構(gòu)成回路。在分析之前假設(shè)：①所有元器件均是理想元器件，不考慮寄生參數(shù)影響；②電容足夠大，其電壓紋波可忽略；③勵(lì)磁電感Lm足夠大，勵(lì)磁電流iLm連續(xù)，耦合電感的匝比為N。

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，變換器存在8種工作模態(tài)，工作波形如圖4所示，等效電路如圖5所示。

圖4 變換器的主要工作波形

圖5 各工作模態(tài)的等效電路

(1)工作模態(tài)I[t0，t1]：此模態(tài)下，開關(guān)管S、二極管VD2、VD3導(dǎo)通，VD1、VD4因承受反向電壓而關(guān)斷。電感L1由電源經(jīng)二極管VD2和開關(guān)管S儲(chǔ)能，其電流線性上升；漏感電流iLk和勵(lì)磁電感電流在電容C1的作用下線性上升，由于漏感Lk遠(yuǎn)小于勵(lì)磁電感，iLk的增速快于iLm。此時(shí)，處于正激狀態(tài)的耦合電感與電容C1一起將能量傳遞到倍壓電容C2上。此時(shí)，勵(lì)磁電感和漏感電流的表達(dá)式為：

(2)

(3)

式中，k為耦合電感的耦合系數(shù)；ILm(t0)和ILk(t0)分別為iLm和iLk在t0時(shí)刻的值。

(2)工作模態(tài)II[t1，t2]：此模態(tài)下，開關(guān)管S，二極管VD1、VD4關(guān)斷。由于寄生電容Cs的存在，開關(guān)管S在零電壓狀態(tài)下關(guān)斷，電容Cs經(jīng)由電感L1和二極管VD2開始充電。電容C1繼續(xù)向耦合電感提供能量，負(fù)載由C3提供能量。因?yàn)镃s較小，所以此模態(tài)持續(xù)時(shí)間很短，故認(rèn)為漏感電流和勵(lì)磁電感電流近似不變。

(4)

式中，us(t)為t1～t2時(shí)刻開關(guān)管S的電壓。

(3)工作模態(tài)III[t2，t3]：此模態(tài)下，二極管VD1、VD3以及鉗位管Sc的體二極管VDc導(dǎo)通，二極管VD2、VD4因承受反向電壓而關(guān)斷。VDc兩端電壓被鉗位到零，使得Sc可以零電壓開通。電容Cc通過VDc吸收漏感能量，緩解了漏感與寄生電容諧振的現(xiàn)象，漏感電流開始下降，負(fù)載繼續(xù)由電容C3提供能量。

(5)

(6)

(4)工作模態(tài)IV[t3，t4]：此模態(tài)下，二極管VD1、VD4導(dǎo)通。電源給電容C1充電，當(dāng)電容C2和Cc的電壓之和大于輸出電壓時(shí)，二極管VD4導(dǎo)通。存儲(chǔ)在耦合電感和電容C2的能量經(jīng)由二極管VD4開始向負(fù)載傳輸，VD3因承受反向電壓而關(guān)斷。漏感的存在使VDc繼續(xù)導(dǎo)通，但流過VDc的電流會(huì)在電容Cc的作用下逐漸變小。當(dāng)VDc為零時(shí)，Sc零電壓開通。

(7)

(8)

(5)工作模態(tài)V[t4，t5]：此模態(tài)下，鉗位管Sc導(dǎo)通，電源和電感L1給電容C1充電，電容Cc中存儲(chǔ)的漏感能量經(jīng)由二極管VD4向負(fù)載傳輸。漏感和勵(lì)磁電感電流均線性下降，t5時(shí)刻，鉗位管Sc關(guān)斷。

(9)

(10)

(11)

(6)工作模態(tài)VI[t5，t6]：此模態(tài)下，鉗位管Sc關(guān)斷，VD1、VD4導(dǎo)通。Sc因電容Cc而零電壓關(guān)斷。電容Cs經(jīng)由VD4放電，由于Cs較小，此模態(tài)持續(xù)時(shí)間很短，當(dāng)Cs電壓下降為零時(shí)，開關(guān)管S的體二極管導(dǎo)通，此模態(tài)結(jié)束。

(7)工作模態(tài)VII[t6，t7]：此模態(tài)下，電容C1繼續(xù)由電源充電，開關(guān)管S的體二極管VDs導(dǎo)通，其電壓被鉗位到零，為開關(guān)管的零電壓開通創(chuàng)造條件。此時(shí)電感L1、耦合電感與電容C2繼續(xù)經(jīng)由VD4向負(fù)載供能。在t7時(shí)刻，主開關(guān)零電壓開通。

(12)

(13)

(8)工作模態(tài)VIII[t7，t8]：此模態(tài)下，開關(guān)管S導(dǎo)通。電容C1充電完畢，開始為耦合電感提供能量，所以二極管VD1因承受反向電壓而關(guān)斷；電感L1開始儲(chǔ)能，二極管VD2自然導(dǎo)通。t8時(shí)刻，電容C2放電完畢，二極管VD3導(dǎo)通，輸出二極管VD4關(guān)斷，變換器進(jìn)入下一周期工作。

(14)

(15)

4 變換器性能分析

4.1 電壓增益

假設(shè)耦合電感的匝數(shù)比相同且為N，則N可以表示為：

(16)

假設(shè)耦合電感的耦合系數(shù)為k，耦合系數(shù)k可以表示為：

(17)

當(dāng)變換器工作在模態(tài)I時(shí)，根據(jù)圖5(a)，有：

VL1=Vi

(18)

VLm=kVC1

(19)

VC2=(1+Nk)VC1

(20)

當(dāng)變換器工作在模態(tài)V時(shí)，根據(jù)圖5(e)，有：

VL1=VC1-Vi

(21)

VLm=k(VCc-VC1)

(22)

VC2+NkVC1+VCc=Vo

(23)

根據(jù)輸入電感L1的伏秒平衡原理，有：

(24)

根據(jù)式(21)，結(jié)合式(16)、式(19)得到電容C1電壓的表達(dá)式為：

(25)

根據(jù)勵(lì)磁電感的伏秒平衡，有：

(26)

根據(jù)式(23)，結(jié)合式(17)、式(20)得到電容Cc電壓的表達(dá)式為：

(27)

結(jié)合式(18)、式(22)、式(24)、式(25)可以得到變換器的電壓增益為：

(28)

根據(jù)式(28)可知，變換器的實(shí)際增益與上述變量有關(guān)。在實(shí)際應(yīng)用中，耦合電感參數(shù)對(duì)變換器性能有一定的影響。

變換器電壓增益與各參數(shù)的關(guān)系曲線如圖6所示。當(dāng)占空比一定時(shí)，耦合電感匝比N與電壓增益成正比，與漏感成反比。故在實(shí)際應(yīng)用設(shè)計(jì)中，耦合電感應(yīng)盡量緊密耦合。

圖6 不同變量下電壓增益之間的關(guān)系曲線

4.2 元器件電壓電流分析

為簡(jiǎn)化分析，將所有元器件均看做理想元器件，取耦合系數(shù)k=1，忽略漏感，此時(shí)變換器的電壓增益為：

(29)

開關(guān)管S和Sc的電壓應(yīng)力為：

(30)

二極管VD1和VD2的電壓應(yīng)力為：

(31)

(32)

二極管VD3和VD4的電壓應(yīng)力為：

(33)

(34)

根據(jù)變換器工作原理，輸入電感L1和勵(lì)磁電感Lm的電流紋波表示如下：

(35)

(36)

式中，TS為開關(guān)管S一個(gè)周期的導(dǎo)通時(shí)間。

根據(jù)安秒平衡原理，得到各元器件電流如下：

(37)

(38)

(39)

(40)

4.3 軟開關(guān)條件

電容Cs的存在降低了開關(guān)管和鉗位管的關(guān)斷損耗。當(dāng)鉗位管的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，并且向鉗位管施加關(guān)斷信號(hào)來實(shí)現(xiàn)鉗位管的ZVS導(dǎo)通。當(dāng)鉗位管斷開時(shí)，漏感向開關(guān)管提供一個(gè)反向電流，Cs開始釋放電荷。若漏感中的能量大于Cs中的能量，則開關(guān)管的電壓在開通之前可降為零，從而實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通，即：

LkILk(t6)2≥CsVs(t6)2

(41)

式中，ILk(t6)為t6時(shí)刻的漏感電流；Vs(t6)為t6時(shí)刻電容Cs的電壓。

4.4 變換器性能對(duì)比

將本文所提變換器與文獻(xiàn)[8,12,17]所提出的變換器的各項(xiàng)性能進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果見表1，其中，Vs-stress為開關(guān)管S所承受的電壓。在匝比N固定的情況下，假設(shè)耦合電感的匝比N=1，變換器的增益對(duì)比曲線如圖7所示，可以看出，本文所提變換器在不同占空比下均能獲得良好的電壓增益。

表1 變換器性能對(duì)比

圖7 變換器增益對(duì)比曲線

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

本文制作了一臺(tái)額定功率為150 W的樣機(jī)，為驗(yàn)證上述分析的正確性，元器件參數(shù)見表2。

表2 元器件參數(shù)表

Vi、Vo波形如圖8所示，可以看出，當(dāng)占空比D為0.5、輸入電壓20 V時(shí)，變換器實(shí)際輸出電壓達(dá)到了185 V，由式(28)可知，受漏感和耦合電感匝比的影響，變換器的實(shí)際增益稍低于理論值。

圖8 Vi、Vo波形

開關(guān)管S、Sc電壓波形如圖9所示，在輸出電壓為185 V的情況下，開關(guān)管的電壓約為75 V，具有較低的電壓應(yīng)力，并且開關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通和關(guān)斷，減小了開關(guān)管的損耗，提升了變換器的效率。

圖9 開關(guān)管S、Sc電壓波形

圖10為電感L1和漏感的電流波形?？梢钥闯觯└须娏髟谝粋€(gè)周期內(nèi)下降到零，抑制了電壓尖峰的產(chǎn)生，說明漏感能量得到了有效吸收，鉗位支路的引入取得了良好的效果。

圖10 電感L1與漏感Lk的電流波形

圖11～圖14為二極管VD1、VD2、VD3、VD4的電壓、電流波形圖?？梢钥闯觯O管VD1、VD2、VD3可實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，同時(shí)二極管的反向恢復(fù)電流幾乎為零，抑制了二極管的反向恢復(fù)，并且二極管的電壓均低于輸出電壓。圖15為變換器效率隨輸出功率變化的曲線，最大效率達(dá)92.7%，當(dāng)變換器在額定功率下(150 W)時(shí)效率達(dá)到92.1%。

圖11 二極管VD1的電流、電壓波形

圖12 二極管VD2的電流、電壓波形

圖13 二極管VD3的電流、電壓波形

圖14 二極管VD4的電流、電壓波形

圖15 變換器效率曲線

6 結(jié)論

本文將耦合電感二次型高增益DC-DC變換器與有源鉗位支路相結(jié)合，給出了變換器的各項(xiàng)性能，通過實(shí)驗(yàn)證明了理論分析的正確性。本文所提變換器具有如下特點(diǎn)：

(1)變換器可以通過調(diào)節(jié)占空比和耦合電感匝數(shù)比靈活調(diào)節(jié)輸出電壓，開關(guān)管的電壓僅為輸出電壓的40%，可以選取耐壓值低的開關(guān)管。

(2)有源鉗位支路有效地回收了漏感中的能量并將其充分利用，抑制了電壓尖峰，開關(guān)管可以工作在軟開關(guān)狀態(tài)，減小了變換器損耗。

(3)各二極管的電壓應(yīng)力為輸出電壓的20%～75%，可以選取低耐壓值的二極管，緩解了二極管反向恢復(fù)的問題。通過理論分析和實(shí)驗(yàn)表明所提變換器適用于新能源光伏發(fā)電等領(lǐng)域。