榮德生，黃 鶴，孫瑄瑨

（遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院，葫蘆島 125105）

太陽能、風能等新型能源，具備可再生、無污染的特點，近年來發(fā)展迅速，應用日益普及。新能源核心組件輸出電壓較低，為給后級逆變裝置或者直流電網(wǎng)提供足夠電壓，需增加DC-DC 變換器進行升壓。DC-DC 變換器作為其核心單元備受關注，而高增益、高效率的DC-DC 變換器已經(jīng)成為研究熱點。

為了提升傳統(tǒng)Boost 變換器的電壓增益，近年來，學者們提出了各種解決方案，包括級聯(lián)變換器、倍壓單元倍壓、耦合電感倍壓和隔離式變換器等[1-4]。其中采用耦合電感結(jié)構(gòu)、設置合理的匝比、可靈活調(diào)節(jié)變換器的電壓增益，成為提升變換器電壓增益行之有效的方案。文獻[5]提出了帶耦合電感Boost 變換器，調(diào)節(jié)變換器匝比，即可有效調(diào)節(jié)變換器電壓增益，但由于漏感的存在，導致漏感與開關器件寄生電容會產(chǎn)生諧振，開關管關斷瞬間，會產(chǎn)生較大的電壓應力；文獻[6-7]在基本耦合電感Boost 變換器的基礎上，通過增添無源和有源箝位電路，吸收漏感能量，提出了一系列具有箝位電路的高增益耦合電感Boost 變換器；文獻[8-10]將耦合電感與電容在前級組合，通過耦合電感副邊給倍壓電容儲能，在放電狀態(tài)下一同串聯(lián)放電，該方案既抑制了電容儲能時過大的電流沖擊，又大大提升了電壓增益；文獻[11-13]詳細總結(jié)了各種具有耦合電感的高增益Boost 變換器的結(jié)構(gòu)；文獻[14]通過將二次型Boost變換器中的電感替換為耦合電感，提出了雙耦合電感二次型Boost 變換器；文獻[15-17]提出了耦合電感與倍壓電容組合的一系列高增益變換器，其電容-二極管支路既作為電容倍壓支路，又作為箝位吸收回路。

本文受文獻[15-17]的啟發(fā)，在基本Sepic 變換器的基礎上，引入耦合電感結(jié)構(gòu)并與二極管-電容倍壓單元DCM（diode-capacitor multiplier）進行組合，提出一種新型高增益耦合電感組合Sepic 變換器。通過調(diào)節(jié)耦合電感匝比N，靈活調(diào)節(jié)變換器的電壓增益。該變換器保留了Sepic 變換器輸入電流連續(xù)的特性，且利用Sepic 結(jié)構(gòu)中的電容-二極管支路作為箝位吸收支路，吸收漏感能量，可有效減小由電容引入帶來的電流沖擊，并減小了開關管的電壓應力。

1 高增益耦合電感組合Sepic 變換器的提出

首先將傳統(tǒng)Sepic 變換器的結(jié)構(gòu)作為基底，將DCM 單元與Sepic 變換器結(jié)構(gòu)進行組合，提升Sepic變換器的電壓增益，同時將Sepic 變換器中的前級電感替換為耦合電感的原邊，副邊與DCM 單元中的電容進行串聯(lián)組合成為耦合電感電容倍壓支路，得到高增益耦合電感組合Sepic 變換器，其拓撲如圖1 所示。

由圖1 可知，耦合電感原邊與電容C1和C3、二極管D1以及電感L1組成Sepic 基底，二極管D1與電容C3不僅作為Sepic 基底的一部分，同時也作為箝位吸收支路，吸收耦合電感的漏感能量。耦合電感副邊與電容C2以及二極管D2組成耦合電感電容倍壓支路。由于耦合電感的存在，使得Sepic 變換器的電壓增益進一步提升，通過調(diào)節(jié)耦合電感匝比，可以調(diào)節(jié)變換器的電壓增益。

圖1 高增益耦合電感組合Sepic 變換器拓撲Fig.1 Topology of high-gain coupled inductor combination Sepic converter

2 工作原理分析

2.1 變換器等效電路

高增益耦合電感Sepic 變換器的等效電路如圖2 所示。由圖2 可知，耦合電感是由其漏感Lk、勵磁電感Lm以及耦合電感的匝比為N=n2/n1的理想變壓器組成的。

圖2 高增益耦合電感組合Sepic 變換器等效電路Fig.2 Equivalent circuit of high-gain coupled inductor combination Sepic converter

為了便于分析變換器的工作原理，假設：

（1）設開關管、二極管均為理想器件，即導通關斷時間均為0，且關斷電阻無限大，導通壓降為0；

（2）電感及電容均為理想器件，忽略寄生效應；

（3）所有電容足夠大，其紋波電壓可以忽略；

（4）耦合電感的耦合系數(shù)k=Lm/（Lm+Lk）。

2.2 變換器模態(tài)分析

假設勵磁電感Lm與電感L1的電流均連續(xù)，即工作在連續(xù)導電模式CCM（continuous conduction mode）下，在一個開關周期內(nèi)，變換器共存在5 種工作模態(tài)：模態(tài)Ⅰ～模態(tài)Ⅴ。各工作模態(tài)的等效電路如圖3 所示[18-20]。高增益耦合電感組合Sepic 變換器的主要波形如圖4 所示。

圖3 耦合電感組合Sepic 變換器各工作模態(tài)的等效電路Fig.3 Equivalent circuit of coupled inductor combination Sepic converter in each working mode

圖4 高增益耦合電感組合Sepic 變換器的主要波形Fig.4 Main waveforms of high-gain coupled inductor combination Sepic converter

1）模態(tài)I[t0～t1]

在工作模態(tài)I[t0～t1]下，開關管S 導通，二極管D1、D3關斷，二極管D2導通；輸入電壓Vin加在電感L1的兩端，電感L1充電儲能，電感L1的電流線性上升；同時輸入電壓Vin為電容C1及耦合電感原邊充電，勵磁電感Lm充電儲能；耦合電感副邊及電容C3開始給電容C2充電，二極管D2中的電流從0 開始上升，實現(xiàn)零電流開通。在此模態(tài)下，勵磁電感電流和漏感電流分別為

2）模態(tài)Ⅱ[t1～t2]

在工作模態(tài)Ⅱ[t1～t2]下，在t1時刻，開關管S 關斷，二極管D1、D2導通，二極管D3關斷；電感L1及輸入電源Vin向電容C1充電，并通過二極管D1給C3充電，電感L1的電流線性下降；耦合電感漏感Lk的能量經(jīng)過二極管D1被電容C3吸收，漏感電流快速下降；同時副邊繞組通過D2繼續(xù)向電容C2充電。至t2時刻，副邊繞組電流下降至0，二極管D2實現(xiàn)零電流關斷，此模態(tài)時間較短。電容C1、C2、C3兩端電壓分別為、、。則勵磁電感電流和漏感電流分別表示為

3）模態(tài)Ⅲ[t2～t3]

在工作模態(tài)Ⅲ[t2～t3]下，開關管S 關斷，二極管D1、D3導通，二極管D2關斷；電感L1依舊處于放電狀態(tài)，電感L1的電流持續(xù)下降；耦合電感漏感Lk的能量經(jīng)過二極管D1向電容C3轉(zhuǎn)移，漏感電流下降；同時耦合電感副邊和電容C2通過二極管D3一同為負載供電，同時為電容C4充電；在t3時刻，漏感Lk的能量已經(jīng)釋放完畢，二極管D1中的電流下降到0，二極管D1實現(xiàn)零電流關斷。在此模態(tài)下，勵磁電感電流和漏感電流分別為

4）模態(tài)Ⅳ[t3～t4]

在工作模態(tài)Ⅳ[t3～t4]下，開關管S 關斷，二極管D1、D2關斷，二極管D3導通；輸入電源Vin與電感L1為電容C1及耦合電感原邊充電，勵磁電感Lm充電儲能；電感L1依舊處于放電狀態(tài)；同時耦合電感副邊及電容C2一同為負載供電，同時給電容C4充電，漏感Lk的能量已經(jīng)釋放完畢。在此模態(tài)下，勵磁電感電流和漏感電流分別為

5）模態(tài)Ⅴ[t4～t5]

在工作模態(tài)Ⅴ[t4～t5]下，開關管S 導通，二極管D1、D2關斷，二極管D3導通；輸入電源Vin加在電感L1的兩端，電感L1充電儲能，電感L1的電流線性上升；同時輸入電源Vin為電容C1及耦合電感原邊充電，漏感電流開始線性上升，同時耦合電感副邊電流線性下降；在t5時刻，耦合電感原邊能量釋放完畢，副邊電流降為0，二極管D3電流下降至0，實現(xiàn)零電流關斷，此模態(tài)時間較短。在此模態(tài)下，勵磁電感電流和漏感電流分別為

3 變換器工作性能分析

3.1 電壓增益分析

已知耦合電感的耦合系數(shù)k=Lm/（Lm+Lk），匝比N 為N=n2/n1，為了便于穩(wěn)態(tài)分析，只考慮模態(tài)Ⅰ和模態(tài)Ⅲ。當變換器工作在工作模態(tài)Ⅰ時情況，根據(jù)圖4（a），得出勵磁電感電壓、耦合電感副邊電壓Vn2以及輸入電感電壓之間的關系，即

當變換器工作在工作模態(tài)Ⅲ時，根據(jù)圖4（c）得

根據(jù)耦合電感的勵磁電感Lm的伏秒平衡原理，在占空比為D 的條件下有

由式（11）、式（15）、式（19）得到電容C1和C3的電壓關系為

由電感L1的伏秒平衡原理，得

將式（14）、式（18）代入式（21），得到輸入電壓和電容C1電壓的關系為

由式（20）、式（22）可得

由式（11）、式（12）得耦合電感副邊電壓為

由式（13）、式（23）、式（24）得電容C2的電壓為

將 式（15）、式（16）、式（23）、式（25）代 入 式（17），得到變壓器輸出電壓為

變換器的電壓增益表達式為

當k=1 時，變換器的電壓增益表達式為

當k=1、不同匝比N 時，變換器電壓增益GCCM與占空比D 之間的關系如圖5 所示。可以看出，當N 不斷增大時，變換器的電壓增益不斷提升，通過調(diào)節(jié)D 可靈活調(diào)節(jié)變換器的電壓增益。

圖5 k=1、不同匝比N 時變換器電壓增益與占空比之間的關系Fig.5 Relationship between the converter’s voltage gain and duty cycle ratio under different values of turns ratio N when k=1

由于耦合電感漏感Lk對變換器的占空比D 存在一定的影響，分析當D=0.6 時，變換器的增益GCCM與不同匝比N 和耦合系數(shù)k 之間的關系[24]，其三維曲面圖如圖6 所示?？梢?，當N 取固定值時，k 越大，變換器的電壓增益越高，D 越大，所以在變換器設計的實際應用場合下，應盡量選取k=1。

圖6 D=0.6 時變換器電壓增益與匝比N 和耦合系數(shù)k之間的關系Fig.6 Relationship among the converter’s voltage gain，turns ratio N and coupling coefficient k when D=0.6

3.2 電壓應力分析

電壓應力是選擇器件的重要依據(jù)。為了簡化分析，假設耦合電感的耦合系數(shù)k=1，得到電容C1、C2、C3及輸出電容C4的電壓應力分別為

開關管S 的電壓應力為

二極管D1、D2、D3的電壓應力分別為

圖7 為電容C1、C2、C3和開關管S 及電壓應力與輸出電壓之比和N 與D 之間關系的三維曲面圖。由電容電壓應力變化趨勢可知，隨著N 的增加，C1、C3的電壓應力明顯減小；同時，隨著D 的增大，C1的電壓應力減小，C3的電壓應力增加。對于C2兩端的電壓應力隨N 的變化趨勢，當0

圖7 電容C1、C2、C3 及開關管S 的電壓應力與匝比N 和占空比D 的關系Fig.7 Relationship among voltage stress of capacitors C1，C2，C3 and switching tube S，turns ratio N and duty ratio D

圖8 為二極管D1、D2、D3的電壓應力與匝比N和占空比D 的關系。由各二極管兩端電壓應力的變化趨勢可知，隨著N 的增加，二極管D1的電壓應力減小，二極管D2、D3的電壓應力上升；而隨著D 的增加，二極管D1、D2、D3兩端的電壓應力均減小。由此在設計選定變換器參數(shù)時，應考慮匝比對電壓應力的影響，合理選擇各功率器件的型號。

圖8 二極管D1、D2、D3 的電壓應力與匝比N 和占空比D的關系Fig.8 Relationship among voltage stress of diodes D1，D2 and D3，turns ratio N and duty ratio D

4 變換器的性能對比

將本文所提耦合電感組合Sepic 變換器與基本Sepic 變換器、文獻[21]的磁集成組合式Sepic 變換器文獻[22]所提出的加入輸入開關電感單元的Sepic變換器，以及文獻[23]所提出的在開關電感單元間加入耦合電感的Sepic 變換器的性能進行對比，結(jié)果如表1 所示。

表1 變換器性能參數(shù)對比結(jié)果Tab.1 Comparison results of performance parameters among different converters

當匝比N=2 時5 種Sepic 變換器的電壓增益隨占空比D 的變化曲線如圖9 所示。由圖可以看到，各變換器的電壓增益均隨占空比D 的提高而增大；文獻[21]、[22]以及[23]所提出的Sepic 變換器，其增益相較于基本Sepic 變換器均有明顯提升；本文所提高增益耦合電感組合Sepic 變換器的電壓增益最高，且增益性能優(yōu)于其他變換器，隨占空比D的變化增益的上升幅度較大，從而更易在保證高增益的條件下選擇更適宜的占空比。

圖9 變換器增益對比Fig.9 Comparison of gain among different converters

當匝比N=2 時各變換器開關管電壓應力的變化趨勢如圖10 所示。由圖可見：基本Sepic 變換器及文獻[22]所提變換器的開關管電壓應力大于輸出電壓；文獻[21]和文獻[23]所提變換器的開關管電壓應力隨占空比D 的增大而減小，其電壓應力比基本變換器的有所減??；本文所提變換器的開關管電壓應力減小明顯，達到了很低的數(shù)值，由此則可以在保證變換器高增益的同時，選取具有電壓應力更低的電力MOSFET，可以有效降低成本。

圖10 開關管電壓應力對比Fig.10 Comparison of voltage stress among different switching tubes

5 同類變換器拓展

變換器的2 種拓展形式如圖11 所示。由于Zeta、Cuk 變換器與Sepic 變換器具有相似的電路結(jié)構(gòu)（LCD 單元）與工作原理，故可將耦合電感組合Sepic 變換器改造思想運用于Zeta、Cuk 變換器，將Zeta、Cuk 變換器作為基底，同時將其二極管-電容支路作為箝位吸收回路，得到圖1 的耦合電感組合Zeta 變換器和耦合電感組合Cuk 變換器。該變換器的改造思想也可應用于其他變換器，在此不再贅述。

圖11 變換器的2 種拓展形式Fig.11 Two expansion forms of converter

6 實驗結(jié)果分析

為驗證本文所提新型高增益耦合電感組合Sepic 變換器原理的正確性，制作了一臺實驗樣機，如圖12 所示。實驗樣機平臺耦合電感采用罐型磁芯GU30，獨立電感采用罐型磁芯GU36，主電路參數(shù)如表2 所示。

表2 變換器主電路參數(shù)Tab.2 Main circuit parameters of converter

圖12 實驗測試平臺Fig.12 Experimental test platform

輸入、輸出電壓及各器件電壓應力波形如圖13所示。圖13（a）為變換器的輸入、輸出電壓波形，可以看出，變換器實現(xiàn)了輸入電壓24 V、輸出電壓200 V 的高增益變換；圖13（b）為開關管S 與二極管D1的電壓應力波形，圖13（c）為二極管D2與D3的電壓應力波形，可以看出，在輸出電壓為200 V的情況下，開關管電壓應力約為60 V，遠遠小于輸出電壓，具有較低的電壓應力；二極管D1電壓應力與開關管S 的接近，而二極管D2、D3的電壓應力雖大于開關管S 的電壓應力，但依然小于輸出電壓。

圖13 輸入、輸出電壓及各器件電壓應力波形Fig.13 Waveforms of input and output voltage and voltage stress of each device

耦合電感原、副邊及各器件的電流波形如圖14 所示。圖14（a）為耦合電感漏感原副邊電流，圖14（b）為電感L1與二極管D1的電流，圖14（c）為二極管D2和D3的電流，可以看出，二極管D1實現(xiàn)零電流關斷，二極管D2和D3都實現(xiàn)零電流開通。各項實驗結(jié)果均驗證了理論的正確性。

圖14 耦合電感原、副邊及各器件電流波形Fig.14 Waveforms of current of coupled inductor on the primary and secondary sides，and current of each device

當變換器滿足輸入電壓為24 V、輸出電壓為200 V 條件下，隨著輸出功率的變化，變換器的參考效率曲線如圖15 所示?？梢钥闯?，變換器功率在110 W 左右達到的最高效率為93.4%。由于變換器沒有進行PCB 制板且限于實驗平臺的影響，變換器效率曲線僅供參考。

圖15 變換器效率曲線Fig.15 Efficiency curve of converter

7 結(jié)論

（1）將耦合電感與Sepic 變換器相結(jié)合，變換器的電壓增益可通過耦合電感匝比N 進行調(diào)節(jié)，可應用于各種高增益場合。

（2）通過共用Sepic 變換器中的二極管-電容支路作為箝位吸收支路，有效抑制了開關管寄生電容與漏感諧振產(chǎn)生的電壓尖峰，提高了變換器的效率；開關管的電壓應力遠遠小于輸出電壓，具有較低的電壓應力，可選用低電壓等級的開關器件。

（3）將耦合電感與二極管-電容倍壓單元組合改造方案應用于耦合電感組合Zeta、Cuk 等變換器中，具有普遍應用價值。