劉征宇, 尤 勇, 朱誠(chéng)誠(chéng), 姚利陽(yáng)

(1.合肥工業(yè)大學(xué) 機(jī)械工程學(xué)院,安徽 合肥 230009; 2.工業(yè)安全與應(yīng)急技術(shù)安徽省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,安徽 合肥 230009)

0 引 言

鋰離子電池因高能量密度、高電壓、循環(huán)壽命長(zhǎng)、低放電率和無(wú)記憶效應(yīng)等優(yōu)越的性能在電動(dòng)汽車領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[1]。實(shí)際應(yīng)用中,需要很多鋰離子電池串并聯(lián)驅(qū)動(dòng)電動(dòng)汽車,而隨著電池包反復(fù)充放電次數(shù)增多,電池組的不一致性不斷擴(kuò)大，導(dǎo)致各單體電池截止電壓差增大。當(dāng)電池組中任一單體電池電壓達(dá)到充放電截止電壓時(shí)就必須停止充放電,因此大部分單體電池能量均不能充分利用[2-3]。在安全的前提下,設(shè)計(jì)電池組均衡電路是提升電池組容量利用率的有效途徑。

過(guò)去的十幾年中,電池組均衡器已經(jīng)有了長(zhǎng)足的發(fā)展,但仍有很多不足。例如:電阻分流器[4]結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,但是能量利用率非常低;開(kāi)關(guān)電容器[5]均衡速度快,但是開(kāi)關(guān)的電壓應(yīng)力大、易損壞;降壓升壓轉(zhuǎn)換器[6-7]均衡效率較高且易擴(kuò)展,但控制難度高且均衡時(shí)間長(zhǎng);反激轉(zhuǎn)換器[8]能實(shí)現(xiàn)電氣隔離，均衡控制簡(jiǎn)單,但是成本高;正激-反激轉(zhuǎn)換器[9-10]均衡效率高且變壓器磁化率低,但是均衡精度低。其中基于變壓器的均衡方案具有易于隔離、效率高、控制簡(jiǎn)單等固有優(yōu)點(diǎn)。

利用多繞組變壓器作為均衡器的均衡方法,是將一組單體電池通過(guò)單個(gè)多繞組變壓器正向耦合,在此電池組中任意單體之間能夠交換能量,并且能量利用率高。文獻(xiàn)[11]提出了一種使用基于正向轉(zhuǎn)換的多繞組變壓器的均衡器,這種拓?fù)潆娐返淖畲髢?yōu)點(diǎn)是通過(guò)脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation,PWM)信號(hào)驅(qū)動(dòng)金屬-氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,MOSFET),可以將能量從任何較高電壓的電池直接傳輸?shù)捷^低電壓的電池;但當(dāng)電池組是由數(shù)百個(gè)單體電池串聯(lián)連接的長(zhǎng)電池串時(shí),變壓器會(huì)產(chǎn)生體積大、復(fù)雜性高以及難實(shí)現(xiàn)的問(wèn)題。上述問(wèn)題可以通過(guò)模塊化來(lái)解決。文獻(xiàn)[12-13]提出了一種將Fly-back變壓器進(jìn)行模塊化的方法,實(shí)現(xiàn)模塊內(nèi)與模塊間同時(shí)進(jìn)行均衡,能夠解決實(shí)際應(yīng)用問(wèn)題。另外采用多繞組變壓器作為均衡器時(shí),由于客觀原因,變壓器磁芯上各繞組有效匝數(shù)比不均勻的問(wèn)題會(huì)影響最終均衡結(jié)果。為了解決此問(wèn)題,文獻(xiàn)[14]提出增添通用濾波器進(jìn)行調(diào)整,根據(jù)設(shè)置適當(dāng)?shù)臑V波器參數(shù)和開(kāi)關(guān)頻率,減小繞組匝數(shù)不同帶來(lái)的影響。但是文獻(xiàn)[12-13]的方法在均衡后精度還有一定的提升空間,文獻(xiàn)[14]的均衡方法不能實(shí)現(xiàn)模塊化均衡。因此,以Fly-back變壓器為基礎(chǔ)的均衡器多數(shù)不能實(shí)現(xiàn)模塊化設(shè)計(jì)，并且均衡器體積龐大,均衡精度低,不易于實(shí)際使用。

本文提出一種改進(jìn)的變壓器作為均衡器,不僅可以實(shí)現(xiàn)模塊化均衡,還能有效提升均衡精度,減小均衡器體積,有利于實(shí)際應(yīng)用。

1 均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文提出的基于多繞組反激式變壓器的模塊化均衡電路整體均衡結(jié)構(gòu)如圖1所示。整個(gè)模塊化均衡結(jié)構(gòu)中n個(gè)串聯(lián)的電池被分成x個(gè)模塊,每個(gè)模塊中有y個(gè)單體電池、1個(gè)多輸入單輸出變壓器、y個(gè)MOSFET開(kāi)關(guān)、y個(gè)電容、y個(gè)電感。

圖1 基于多繞組Fly-back變壓器模塊化拓?fù)鋱D

本文提出的均衡方案由初級(jí)側(cè)電路和次級(jí)側(cè)電路2個(gè)部分組成。初級(jí)測(cè)電路包括每一個(gè)模塊的初級(jí)側(cè),并通過(guò)相同的電路與電池相連。對(duì)于利用多輸入繞組變壓器的正向功能實(shí)現(xiàn)模塊內(nèi)y個(gè)電池電壓均衡。為表示與圖1中非特定模塊相關(guān),選取第m(m=1,2,…,x)個(gè)模塊,電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。每一個(gè)模塊內(nèi)均包含y個(gè)相同的電路結(jié)構(gòu),且y個(gè)繞組并聯(lián)纏繞在磁芯Tm上。能量間接地從較高電壓電池轉(zhuǎn)移到較低電壓電池,實(shí)現(xiàn)模塊內(nèi)電池電壓均衡。次級(jí)側(cè)電路包括所有模塊的次級(jí)側(cè),并且所有模塊次級(jí)側(cè)并聯(lián),因此可以利用變壓器的反向功能實(shí)現(xiàn)電壓均衡。利用反向變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)模塊之間能量傳遞,進(jìn)而達(dá)成電池串所有電池的電壓均衡,并且無(wú)需去磁電路即可實(shí)現(xiàn)變壓器的去磁。

圖2 模塊內(nèi)電池電壓均衡圖

本文主要?jiǎng)?chuàng)新點(diǎn)是根據(jù)每個(gè)單體電池的單元電路設(shè)計(jì)均衡拓?fù)?并配合均衡策略降低多繞組變壓器自身繞組匝數(shù)比不均勻?qū)ψ罱K均衡結(jié)果產(chǎn)生的不利影響,從而提升均衡精度,降低各單體電池之間的電壓差。以電池Em1為例的單元電路,Nm1是多繞組變壓器的一個(gè)初級(jí)側(cè)繞組,在電池單元Em1和繞組Nm1之間插入開(kāi)關(guān)裝置Qm1,通常是MOSFET。并且所有的MOSFET僅由隔離的PWM驅(qū)動(dòng)。對(duì)于第m個(gè)模塊而言,Nm1、Nm2……等N個(gè)初級(jí)側(cè)繞組匝數(shù)比不均勻,設(shè)計(jì)單元電路中電感 L11、電容C11與電池E11串聯(lián)形成濾波電路,并設(shè)計(jì)以一對(duì)互補(bǔ)的變頻PWM信號(hào)(PWM+,PWM-)為基礎(chǔ)的均衡策略,降低單元電路中繞組匝數(shù)不均勻帶來(lái)的不利影響。

2 均衡過(guò)程

2.1 模塊化均衡整體流程

本文提出利用多繞組變壓器構(gòu)成模塊化自動(dòng)同步均衡器,通過(guò)變壓器正向功能實(shí)現(xiàn)每個(gè)模塊內(nèi)單體電池電壓均衡,反向功能實(shí)現(xiàn)模塊之間電壓均衡。通過(guò)一對(duì)互補(bǔ)的PWM信號(hào)分別控制偶數(shù)模塊和奇數(shù)模塊的MOSFETS開(kāi)關(guān),實(shí)現(xiàn)電池電壓自動(dòng)均衡,并且無(wú)需變壓器去磁電路。為了簡(jiǎn)化模塊均衡的分析,選擇具有8個(gè)單體電池的串聯(lián)電池組,并通過(guò)模塊化將其分成M1、M2 2個(gè)模塊,每個(gè)模塊包括4個(gè)電池,如圖3所示。

圖3 均衡操作模式

單體電池的初始電壓滿足:

VE21>VE11>VE22>VE12>

VE23>VE13>VE24>VE14

(1)

顯然,M2的電壓(VM2=VE21+VE22+VE23+VE24)比M1的電壓(VM1=VE11+VE12+VE13+VE14)高。流進(jìn)電池正極的電流為正向,其他為負(fù)向;對(duì)于變壓器次級(jí)繞組,電流逆時(shí)針為正向,其他為負(fù)向。若要通過(guò)濾波器消除轉(zhuǎn)換器繞組匝數(shù)不均勻現(xiàn)象,則需假定轉(zhuǎn)換器所有初級(jí)繞組匝數(shù)相同,并且轉(zhuǎn)換器有相同的參數(shù),包括磁化電感、漏電感。模塊內(nèi)繞組電阻忽略不計(jì)。

2.2 模塊化均衡階段

穩(wěn)定狀態(tài)下,一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)有2個(gè)操作模式,即模式Ⅰ和模式Ⅱ,其理論波形圖如圖4所示。

圖4 均衡波形

(1) 模式Ⅰ,即模塊化均衡第一階段(t0-t1)。t0時(shí)刻,M2的控制開(kāi)關(guān)Q21～Q24斷開(kāi),同時(shí)M1的所有開(kāi)關(guān)Q11～Q14接通。

M2初級(jí)側(cè)的均衡電流在t0時(shí)刻變?yōu)?,同時(shí)次級(jí)側(cè)感應(yīng)電流也截止。M1初級(jí)側(cè)的各單體電池基于轉(zhuǎn)換器的正向功能,其模塊間均衡電流可實(shí)現(xiàn)自動(dòng)流動(dòng),見(jiàn)圖3a。已知初始電壓VE11>VE12>VE13>VE14,假設(shè)iE11、iE12負(fù)向流動(dòng),iE13、iE14正向流動(dòng),且滿足|iE11|>|iE12|、|iE14|>|iE13|。所有初級(jí)繞組具有相同的匝數(shù),根據(jù)法拉第定律,M1內(nèi)任一初級(jí)繞組電壓VP1k(k=1,2，…，4,下同)與初級(jí)繞組平均電壓VP1v相等。

此時(shí),模塊Ⅰ內(nèi)初級(jí)繞組電壓VP1k可以表示為:

(2)

并得出均衡電流iE1k(t)的表達(dá)式為:

(3)

其中:VE1k、iE1k分別為M1中E1k的單元電壓和均衡電流;LeP1k為M1中第k個(gè)初級(jí)繞組的漏電感。

VP1k和VE1k之間的電壓差施加到漏電感LeP1k上,均衡電流iE1k從0線性上升,如圖4所示。

模塊中轉(zhuǎn)換器的初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)繞組匝數(shù)分別為NP、NS,且匝數(shù)比n為NS/NP。模式Ⅰ的次級(jí)側(cè)電壓環(huán)路方程為:

(4)

模塊Ⅰ和模塊Ⅱ中轉(zhuǎn)換器的初級(jí)繞組與次級(jí)繞組電壓關(guān)系方程分別為:

(5)

(6)

其中:iTS為次級(jí)均衡電流;LeS1、LeS2和VS1、VS2分別為變壓器Ⅰ、變壓器Ⅱ次級(jí)繞組漏電感和電壓;VP2k、VP2v分別為M2內(nèi)任一初級(jí)繞組電壓和初級(jí)繞組平均電壓。

在t0時(shí)刻,次級(jí)均衡電流iTS(t)的方向由負(fù)向瞬間變?yōu)檎?使M2變壓器消去磁芯能量。求解(4)式可以得出iTS(t)表達(dá)式為:

(7)

由于VP2v>VP1v,iTS(t)會(huì)以一固定斜率遞減。根據(jù)(5)式、(6)式推導(dǎo)出M2初級(jí)側(cè)繞組電壓表達(dá)式為:

(8)

在上一周期存儲(chǔ)在電感Lm1和Lm2的能量基于反向轉(zhuǎn)換被傳送到M1中的單元,實(shí)現(xiàn)了2個(gè)模塊之間的均衡。

M1的次級(jí)電壓反向作用于電感Lm1,磁化電流iLm1(t)以一固定斜率遞減,即

(9)

iLm1(t)減至0之后,以相同斜率負(fù)向增加,直至t1時(shí)M1結(jié)束。當(dāng)控制開(kāi)關(guān)Q11～Q14關(guān)斷后,此反向電流能為M1中變壓器退磁提供前提條件。

M2的磁化電流iLm2(t)等于次級(jí)均衡電流iTS(t),因此M1內(nèi)2個(gè)電流波形圖完全一致。

(2) 模式Ⅱ,即模塊化均衡第二階段(t1-t2)。t1時(shí)刻,M1的控制開(kāi)關(guān)Q11～Q14斷開(kāi),同時(shí)M2所有開(kāi)關(guān)Q21～Q24接通。M1初級(jí)側(cè)的均衡電流在t0時(shí)刻變?yōu)?,同時(shí)次級(jí)側(cè)感應(yīng)電流也截止,見(jiàn)圖3b。

此時(shí),模塊Ⅰ內(nèi)初級(jí)繞組電壓VP2k的表達(dá)式為:

(10)

并得出均衡電流iE2k(t)的表達(dá)式為:

(11)

VP2k和VE2k之間的電壓差施加到漏電感LeP2k上,均衡電流iE2k從0線性負(fù)向增加,如圖4所示。

在t1時(shí)刻,由于iLm1連續(xù)流動(dòng),迫使次級(jí)電流iTS(t)瞬間上升,使M1變壓器磁芯復(fù)位而不使用任何額外的去磁電路。同樣求解(4)式可以得出iTS(t)的表達(dá)式為:

(12)

由于VP2v>VP1v,iTS(t)會(huì)以一固定斜率遞減。根據(jù)(5)式、(6)式推出模塊Ⅰ的初級(jí)側(cè)繞組電壓表達(dá)式為:

(13)

t1時(shí)刻iLm2(t1)=0,M2的次級(jí)電壓反向作用于電感Lm2,磁化電流iLm2(t)以一固定斜率遞增,即

(14)

iTS(t)減至0之后,以相同斜率反向遞增,直至t2,模式Ⅱ結(jié)束。

從iTS(t)=0開(kāi)始,通過(guò)電流iLm1和iLm2,M2中的能量逐漸存儲(chǔ)在磁化電感Lm1和Lm2中。這為控制開(kāi)關(guān)Q21～Q24關(guān)斷后2個(gè)模塊之間的均衡提供了前提條件,并且無(wú)需額外的均衡電路。由原理圖3b可知,iLm1(t)與iTS(t)在模式Ⅱ均衡過(guò)程中大小相同、方向相反,因此波形圖完全相反。

2.3 單元均衡過(guò)程

事實(shí)上,變壓器制造時(shí)由于工藝上的原因總會(huì)造成繞組匝數(shù)比的不均勻。變壓器作為本文中設(shè)計(jì)均衡器的核心元器件,降低變壓器均衡時(shí)帶來(lái)的誤差是本文的主要工作之一。為了補(bǔ)償多繞組變壓器中的非均勻匝數(shù)比,設(shè)計(jì)一種通用濾波器配合開(kāi)關(guān)頻率進(jìn)行微控制多繞組變壓器的均衡電壓,降低系統(tǒng)本身帶來(lái)的誤差。模塊內(nèi)電池電壓均衡時(shí),這些不均勻的繞組匝數(shù)產(chǎn)生的不相等二次電壓會(huì)干擾均衡結(jié)果,導(dǎo)致最終模塊內(nèi)電池電壓差值偏大。本文采用通用濾波器來(lái)解決上述問(wèn)題。

電路中第k個(gè)通用濾波電路結(jié)構(gòu)如圖5所示。通用濾波器可以通過(guò)去除電容C1k作為頻帶放大CL濾波器,解決二次電壓偏低的問(wèn)題,也可以通過(guò)去除電容C0k作為頻帶衰減LC濾波器,解決二次電壓偏高的問(wèn)題,從而實(shí)現(xiàn)模塊內(nèi)電池電壓更好的均衡。

圖5 通用濾波器結(jié)構(gòu)

對(duì)任一個(gè)繞組，僅會(huì)出現(xiàn)上述情況的一種。若某一繞組數(shù)偏多,則會(huì)產(chǎn)生偏高的正向輸出電壓。對(duì)于這種情況,通用濾波器當(dāng)作頻帶放大功能,其傳遞函數(shù)經(jīng)拉普拉斯變換后為:

A=L0kL1kC0kC2k,

B=L0kC0k+L0kC2k+L1kC2k

(15)

其中:下標(biāo)k表示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中第k個(gè)電池的均衡電路;V2k為施加到電池單元的電壓;V0k為次級(jí)繞組的電壓;L1k、C0k、C1k為通用濾波器的電感和電容;L0k、C2k分別為次級(jí)繞組的漏電感和電池的電容。

濾波器產(chǎn)生的增益幅度隨開(kāi)關(guān)頻率的變化而變化,在一定頻率范圍內(nèi)增益有2個(gè)峰值頻率ωp1、ωp2,其表達(dá)式為:

(16)

由于電池單元的電容遠(yuǎn)高于其他值,第1峰值頻率僅受單元電容的影響,第2峰值頻率僅受濾波器電容的影響。

若另一種繞組數(shù)偏少,則會(huì)產(chǎn)生偏低的正向輸出電壓。對(duì)于這種情況,利用通用濾波器與上述相反的特性,經(jīng)拉普拉斯變換后其傳遞函數(shù)公式為:

A=L0kL1kC1kC2k,

B=L1kC1k+L1kC2k+L0kC2k

(17)

濾波器產(chǎn)生的增益隨開(kāi)關(guān)頻率的變化而變化,在一定頻率范圍內(nèi)濾波器的增益有3個(gè)峰值頻率,其中ωP1′和ωP2′與通用濾波器頻帶放大功能具有相似的特性,則ωP1′和ωP2′與公式(16)相同,ωP3值的表達(dá)式為:

(18)

ωP3的值是傳遞函數(shù)二階零點(diǎn),該頻率處的增益幅度表示與其他峰值頻率相比的相反特性。隨著頻率的變化，濾波器增益受電容器等效串聯(lián)電阻(equivalent series resistance,ESR)和電感器的直流電阻(directive current resistance,DCR)的限制。

除電容值不同外,這些濾波器其他參數(shù)均相同。由于電池電容值相近,各濾波器的第1峰值頻率相似;而由于濾波器的電容值不同,第2峰值頻率是不相等的。

根據(jù)濾波器的電容值大小,每個(gè)濾波器在特定頻率下顯示不同的增益。

3 均衡策略

3.1 濾波器設(shè)計(jì)

理論上,本文所提出的電池組均衡器可以通過(guò)給每個(gè)單元電路中通用濾波器設(shè)計(jì)特定信號(hào)發(fā)生器,使均衡電路中所有的MOSFET能以固定的占空比、不同的頻率進(jìn)行工作,從而完全消除變壓器繞組不均勻現(xiàn)象。而實(shí)際上,為均衡電路增加設(shè)計(jì)N個(gè)信號(hào)發(fā)生器,不僅會(huì)使均衡策略變得難以實(shí)現(xiàn),而且拓?fù)湟哺訌?fù)雜。因此本文考慮現(xiàn)實(shí)情況,提出近似消除法來(lái)降低變壓器繞組匝數(shù)比不均勻帶來(lái)的不利影響。

近似消除法是通過(guò)設(shè)計(jì)2個(gè)信號(hào)發(fā)生器形成一對(duì)互補(bǔ)的PWM控制信號(hào)(PWM+,PWM-),通過(guò)變頻來(lái)實(shí)現(xiàn)高通濾波器和低通濾波器的功能。具體步驟如下:

(1) 整個(gè)均衡電路中所有模塊的初級(jí)側(cè)繞組從上至下依此進(jìn)行標(biāo)號(hào)i(i=1,2,…,N),測(cè)量每一個(gè)初級(jí)側(cè)繞組正常運(yùn)作時(shí)的直接輸出電壓，記為Vi,并求出所有繞組電壓均值Va,即

(19)

(2) 整個(gè)均衡電路中，所有模塊的初級(jí)側(cè)電路分為2類：第1類為衰減型電路,第2類為放大型電路。若Vi

(3) 上述電路劃分完畢后,設(shè)計(jì)電路均衡器時(shí),為第1類電路的單元電路設(shè)計(jì)放大型CL濾波器,為第2類電路的單元電路設(shè)計(jì)衰減型LC濾波器。

3.2 控制策略

本文提出的均衡器控制電路與傳統(tǒng)的均衡控制方法不同,通過(guò)電壓檢測(cè)電路檢測(cè)均衡電路中所有單體電池電壓,并計(jì)算出最大的單體電池間電壓差ΔVmax。

若最大單體電池電壓差ΔVmax大于預(yù)先設(shè)定的停止工作電壓差值ΔVset,則停止均衡;否則均衡器繼續(xù)工作。

均衡的整體流程如圖6所示。

圖6 均衡整體流程

每個(gè)均衡周期具體的均衡過(guò)程如下:

(1) 將均衡電路中的模塊按照序號(hào)1、2、3、……、n依次進(jìn)行標(biāo)號(hào),使互補(bǔ)控制信號(hào)中PWM+以高頻f1(放大型濾波器工作頻率)控制均衡電路中模塊序號(hào)為奇數(shù)的所有MOSFET開(kāi)關(guān)接通,并開(kāi)始均衡。

(2)T1/2周期,PWM+信號(hào)控制的MOSFET開(kāi)關(guān)關(guān)斷,使互補(bǔ)控制信號(hào)中PWM-以高頻f1控制均衡電路中模塊序號(hào)為偶數(shù)的所有MOSFET開(kāi)關(guān)接通,并開(kāi)始均衡。

(3)T1～T1+T2/2周期,PWM-信號(hào)控制的MOSFET開(kāi)關(guān)斷開(kāi),使得PWM+以低頻f2(衰減型濾波器工作頻率)控制均衡電路中模塊序號(hào)為奇數(shù)的所有MOSFET開(kāi)關(guān)接通,并開(kāi)始均衡。

(4)T1+T2/2～T1+T2周期,PWM+信號(hào)控制的MOSFET開(kāi)關(guān)斷開(kāi),使PWM-以低頻f2控制均衡電路中模塊序號(hào)為偶數(shù)的所有MOSFET開(kāi)關(guān)接通,并開(kāi)始均衡。T1+T2周期后返回步驟(1),循環(huán)執(zhí)行。

4 實(shí)驗(yàn)與分析

為了驗(yàn)證本文所提出的均衡器對(duì)電池組均衡的效果,將該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)集成到課題組自行研制的電池測(cè)試平臺(tái)臺(tái)架進(jìn)行實(shí)驗(yàn),實(shí)施8個(gè)串聯(lián)鋰離子電池模型,并分為2個(gè)模塊[15]。實(shí)驗(yàn)實(shí)施的原型和相關(guān)儀器如圖7所示。

圖7中:(a)為無(wú)紙記錄儀;(b)為電子負(fù)載;(c)為信號(hào)發(fā)生器;(d)為可編程電源;(e)為電池組;(f)為均衡器。

圖7 電池原型及相關(guān)儀器

本次實(shí)驗(yàn)在25 ℃恒溫條件下進(jìn)行,選擇經(jīng)過(guò)循環(huán)充放電500次的24節(jié)標(biāo)稱容量1 500 mA·h的18650磷酸鐵鋰電池作為均衡實(shí)驗(yàn)對(duì)象,并分成A、B、C 3個(gè)組。使用特殊信號(hào)發(fā)生器,它可以產(chǎn)生一對(duì)互補(bǔ)的變頻PWM信號(hào)(PWM+,PWM-),且分別控制2個(gè)模塊中的MOSFET。一般來(lái)說(shuō),占空比設(shè)計(jì)為50%,匝數(shù)比n為4,所有模塊初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)繞組數(shù)分別為15、60 匝,初級(jí)側(cè)磁化電感為150 μH,次級(jí)側(cè)磁化電感為2 400 μH[12-13]。

本文均衡器均衡效率與工作頻率之間的函數(shù)關(guān)系曲線如圖8所示。

圖8 效率與頻率函數(shù)曲線

由圖8可知,本文均衡器能實(shí)現(xiàn)在寬頻率范圍內(nèi)均具有較高的均衡效率,頻率范圍在20～35 kHz內(nèi),效率均能保持在88%以上。

因此,在保證高效率的同時(shí),結(jié)合本文提出的濾波器需要的2種工作頻率控制,選定放大型濾波器工作頻率為32 kHz,衰減型濾波器工作頻率為24 kHz。

利用實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證本文均衡器動(dòng)靜態(tài)均衡的有效性。M1、M2實(shí)驗(yàn)過(guò)程中關(guān)鍵電氣量波形如圖9所示。

從圖9可以看出,M1、M2關(guān)鍵電氣量的實(shí)驗(yàn)波形與理論波形相同。

圖9 關(guān)鍵電氣量波形

以A組8節(jié)串聯(lián)電池進(jìn)行靜置均衡過(guò)程實(shí)驗(yàn),實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖10a所示。以B組8節(jié)串聯(lián)電池進(jìn)行充電均衡過(guò)程實(shí)驗(yàn),實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖10b所示。以C組8節(jié)串聯(lián)電池進(jìn)行放電均衡過(guò)程實(shí)驗(yàn),實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖10c所示。

圖10 8節(jié)串聯(lián)鋰離子電池均衡實(shí)驗(yàn)

A組、B組、C組電池分別在大約5 500、3 000、5 500 s后達(dá)到均衡停止條件。每組電池均衡前、后各單體電池電壓和各電池組最大電壓差見(jiàn)表1所列。

表1 各單體電池均衡前、后電壓及差值對(duì)比 單位:V

由表1可知,A組、B組和C組電池的最大電壓差分別由均衡前495、356、193 mV減小到均衡后3、2、2 mV。因此,本文均衡器能將處于任何狀態(tài)下的串聯(lián)電池包的所有電池電壓收斂在一起,以確保電池組具有最大的可用容量。

相較于文獻(xiàn)[9-10]所提出的均衡電路,本文均衡器充電、放電及靜置均衡后的電池組最大電壓差分別由7、5、3 mV降至3、2、2 mV,說(shuō)明通過(guò)改進(jìn)Fly-back變壓器實(shí)現(xiàn)了均衡精度的提升。因此,本文所提出的均衡器能極大地改善電池組在靜置、充電和放電期間的一致性和可用容量,具有良好的動(dòng)靜態(tài)均衡性能。

將本文均衡方法與幾種典型的均衡方法進(jìn)行對(duì)比,結(jié)果見(jiàn)表2所列。

表2從均衡拓?fù)浜途獠呗缘慕嵌瓤紤],選用元器件數(shù)量、均衡速度、均衡效率、均衡控制難易度、均衡模塊化5個(gè)同等重要的均衡指標(biāo)進(jìn)行量化比較,為了簡(jiǎn)化對(duì)比過(guò)程,將各均衡指標(biāo)通過(guò)“1、2、3”量化表示優(yōu)劣等級(jí),數(shù)字越大代表性能越好。

從表2的對(duì)比結(jié)果可以看出，本文提出的均衡器具有成本低、效率高、平衡速度快、易于模塊化的明顯優(yōu)勢(shì)[16]。

表2 電池均衡方法對(duì)比

5 結(jié) 論

本文基于多繞組變壓器結(jié)構(gòu),提出了一種提升均衡精度且易擴(kuò)展的任意單體到單體的電路結(jié)構(gòu)。該方法在保證鋰電池組充放電安全的前提下,在電池組動(dòng)靜態(tài)期間進(jìn)行均衡,能良好地改善單體電池間的不一致,同時(shí)提高了電池組的充放電容量,并實(shí)現(xiàn)了所有功率器件上的低電壓應(yīng)力,提高了均衡電路的可靠性。此均衡電路應(yīng)用在耗能大的電動(dòng)公交車、運(yùn)輸車上具有很大優(yōu)勢(shì),不僅能保證運(yùn)行安全,而且能提升續(xù)航能力。

本文提出的均衡器在提高均衡精度方面仍有一定的提升空間。今后的研究分為2個(gè)方向:一是在所提出的均衡拓?fù)浠A(chǔ)上,改進(jìn)通用濾波器實(shí)施策略,進(jìn)一步改善電池組間的不一致性;二是從電池組的熱均衡入手,尤其是熱均衡的集成管理方面,進(jìn)一步提高均衡效率縮短均衡時(shí)間。