李廷立，王耀天，付永明

(北京市2857信箱，北京100085)

0 引 言

移動通信發(fā)展的主要推動力就是滿足大量新的應用，各行各業(yè)的應用需求推動著移動通信快速發(fā)展，高可靠、大帶寬、低時延、適應各種場景是移動通信技術不斷追求的目標。5G愿景中將各種應用歸納為三種典型使用場景，即增強的移動寬帶通信、超可靠低時延通信和大規(guī)模機器類通信。這三個場景并沒有涵蓋所有可能的使用案例，而是提供了一個對大多數可使用場景的分類，從而來確定所需的關鍵能力。5G IMT愿景建議書定義了8種能力指標，其中移動速度作為衡量移動性功能的關鍵指標，可支持500 km/h，但它是針對高鐵用戶設計的，多大程度能支持航空用戶？為此，本文從信號設計、隨機接入等方面進行了分析，提出適應航空移動場景的挑戰(zhàn)、改進方法及措施。

1 高速移動帶來的挑戰(zhàn)

地面通信的移動性主要是針對高鐵設計的，4G可支持的移動速度為350 km/h，5G可支持的移動速度為500 km/h。航空通信用戶終端在高速飛行的飛機平臺，民航客機一般的飛行速度為800 km/h，而軍機的飛行速度在1 000 km/h以上。對移動通信而言，無論是地面移動還是空中移動都面臨多普勒頻偏、通信覆蓋、信道特性變化等問題，這是移動通信需要重點解決的問題。

1.1 多普勒效應帶來的挑戰(zhàn)

終端和基站的相對移動會引起空口信號的多普勒頻偏。多普勒頻偏計算可以表述為[1]

(1)

式中：fd是多普勒頻偏，v是終端和基站的相對速度，fc是載波頻率，c是光速，θ是通信方向和移動方向之間的夾角。如圖1所示，多普勒頻偏和相對速度以及載波頻率成正比，因此可以計算出不同移動速度、不同頻點下的最大頻偏。

圖1 多普勒頻偏的影響

4G系統(tǒng)中，標準的4G LTE終端在1.8 GHz頻點設計能力能處理1 kHz以下的頻偏，因此350 km/h以下的用戶終端的多普勒頻偏為1.169 kHz，容易進行糾偏處理；移動速度超過1 000 km/h的用戶終端的兩倍頻偏為4 kHz，超出了設計能力，對信號解調、同步、接入帶來極大的困難。然而，對于5G系統(tǒng)，即使在頻率較低的6 GHz以下(Sub 6G)頻段，350 km/h的移動速度，兩倍頻偏已經達到2.268～3.176 kHz；對于超過1Ma飛行器，兩倍頻偏已經達到7.945～11.35 kHz；對于毫米波頻段，其頻偏就更大了。因此，5G系統(tǒng)要適應高速移動場景，就需要比4G系統(tǒng)具備更高的抗多普勒頻偏能力。

多普勒頻偏的影響主要表現在載波間干擾(Inter-carrier Interference，ICI)、信號同步和隨機接入信號方面。

1.1.1 載波間干擾

正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)是4G/5G移動通信提升系統(tǒng)容量的主要手段之一，將信道分成若干正交子信道，將高速數據信號轉換成并行的低速子數據流調制到每個子信道上進行傳輸，減少子信道之間相互干擾，從而實現大容量。收發(fā)機之間相對高速移動產生的多普勒效應會對OFDM系統(tǒng)造成頻偏，破壞了OFDM系統(tǒng)子載波間的正交性，引起子載波間的相互干擾，最終將導致系統(tǒng)信號不能正確解調，使系統(tǒng)的性能嚴重下降。據計算和測試，1%的載波頻偏會導致系統(tǒng)性能下降30 dB。當終端以500 km/h的高速移動時，多普勒頻偏高達3 kHz，傳統(tǒng)LTE的15 kHz子載波間隔已經無法容忍產生的多普勒頻偏，系統(tǒng)將會有嚴重的ICI而無法解調。5G針對高頻載波雖然有一定的解決措施，但當終端移動速度超過1 000 km/h后，對5G也是一種挑戰(zhàn)。

1.1.2 信號同步難

多普勒效應會使接收信號產生載波頻率偏移，嚴重影響信號的可靠接收，而且隨著收發(fā)機之間相對移動速度的增大，產生的載波頻率偏移也越大，會給信號同步帶來巨大考驗。隨著5G頻段的逐漸增加，載波頻偏也會相應增大，致使接收端信號同步變得更加困難，甚至會同步失敗。近些年來，雖然低速環(huán)境下的信號同步技術已經廣泛應用，但是針對高速環(huán)境下的信號同步技術還面臨諸多挑戰(zhàn)。因此，信號同步也是制約5G應對高速移動場景的一個難題。

1.1.3 隨機信號接入難

隨機接入是終端用戶接入網絡的關鍵環(huán)節(jié)，其目的是通過隨機接入過程與網絡側取得上行同步。5G隨機接入信號產生于具有零相關的Zadoff-Chu序列，簡稱ZC序列。當UE高速運動產生多普勒頻移時，頻偏對ZC序列產生的影響相當于在原有ZC序列的基礎上做一個循環(huán)移位。

ZC根序列的生成公式為[2]

(2)

式中：Nzc表示ZC序列的長度，u表示物理根序列號。隨機前導序列由物理根序列號為u的ZC序列進行循環(huán)移位得到，即

Xu,v(n)=Xu[(n+Cv)modLRA]。

(3)

式中：Cv表示循環(huán)移位值，LRA表示前導序列的長度。

在超高速場景下，假設多普勒頻移為fd，則ZC序列的生成公式變?yōu)?/p>

(4)

式中：((·))Nzc表示模Nzc運算。式(4)中第2個等號的第3項為與n無關的相位旋轉常量，因此頻偏對于ZC序列檢測的影響等效于在發(fā)送端增加了fd的循環(huán)移位量，所以當ZC序列產生一倍正負頻偏時，接收檢測的相關峰值位置會相應地頻偏±fd；同理，當ZC序列產生兩倍正負頻偏時，峰值位置會相應地偏移±2fd。當UE在低速移動場景下，接收端進行前導序列檢測時，相關峰值功率會出現在Cv和Cv±fd處；而在超高速移動場景下，由于頻偏的影響，Cv處的相關峰值能量可能會泄露到Cv±fd和Cv±2fd處。因此，在超高速移動場景中，頻偏可能導致檢測時的相關峰值不在前導序列的檢測區(qū)域，從而造成誤檢。

1.2 覆蓋距離帶來的挑戰(zhàn)

移動通信是靠蜂窩組網實現遠距離通信，覆蓋距離是單基站最主要的指標之一。每個小區(qū)的覆蓋受限于多種因素和不同的場景，其中隨機接入信道(Physical Random Access Channel，PRACH)針對不同的場景進行了設計，因此，最大接入距離受限于隨機接入信道結構和性能。PRACH是隨機接入的物理信道，不同前導格式的時域通用結構主要包括循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)、序列和保護時隙(Guard Period,GP)，如圖2所示。CP主要是用來抵消多徑效應，GP主要用于抵消不同小區(qū)半徑下環(huán)回傳播時間的影響，避免傳播碰撞。根據光速計算，傳播速度為0.3 km/s，因此每千米的雙向保護時間應該為6.7 s，如果支持100 km的小區(qū)半徑，則GT應當為670 s。但是過大的GT會帶來很大的開銷,因而，通過使用不同的符號數量、不同的CP及GP，可定義多種PRACH格式。5G中共定義了13種前導格式，分別適用于不同的小區(qū)類型和覆蓋范圍。PRACH短格式的CP較短，支持的時延擴展和小區(qū)半徑較小，主要用于街道、熱點和室內微站等覆蓋受限的場景；PRACH長格式的GP和CP較長，可支持更大的時延擴展和小區(qū)半徑，主要用于宏站和高速場景覆蓋(限制集)等場景。在高速模式下，PRACH格式支持的最大接入距離為15 km，在低速模式下最大小區(qū)覆蓋半徑為100 km，無法滿足航空用戶高速、遠距大覆蓋的應用需求。

圖2 前導格式結構

2 高速移動場景5G技術分析

2.1 多載波間隔參數集設計

4G LTE僅設計了一種子載波間隔15 kHz，5G系統(tǒng)在傳統(tǒng)LTE的基礎上，對于不同UE的速度(最高500 km/h)采用可變的子載波間隔，即子載波間隔從15/30/60/120/240 kHz可選[3]，以使多普勒頻移的影響最小。

從5G NR支持的參數中選取較寬的子載波(60/120/240 kHz)，假設基站發(fā)射機和用戶設備間為視距(Line of Sight,LOS)傳播，且用戶設備以500 km/h向基站運動，進行系統(tǒng)信號與干擾和噪聲比(Signal-to-Interference plus Noise Ratio,SINR)的惡化對比仿真。此時每個子載波可以達到的SINR可表示如下：

(5)

式中：Psignal為接收端快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)之后的有效信號功率，

Psignal=Psinc2(fdTs)；

(6)

PICI為接收端收到的由多普勒頻偏引起的干擾信號功率，

PICI=P(1-sinc2(fdTs))。

(7)

式中：P為每個子載波的發(fā)射功率，Ts為符號時間，信道增益歸一化為1。不同子載波寬度目標SINR和由于多普勒效應帶來干擾后實際達到的SINR結果對比如圖3所示。

圖3 不同子載波寬度的SINR結果

從圖3可以看出，由于多普勒頻偏引入的子載波干擾，60 kHz子載波間隔時，即使信號發(fā)射功率繼續(xù)增加，系統(tǒng)的實際解調性能只能達到多普勒頻偏為0時SINR等于7.1 dB時的解調能力；120 kHz子載波間隔時，即使信號發(fā)射功率繼續(xù)增加，系統(tǒng)的實際解調性能只能達到多普勒頻偏為0時SINR等于13.5 dB時的解調能力；240 kHz子載波間隔時，即使信號發(fā)射功率繼續(xù)增加，系統(tǒng)的實際解調性能只能達到多普勒頻偏為0時SINR等于19.5 dB時的解調能力。由此可見，子載波間隔越寬，對多普勒頻偏的估計和補償能力越強。

2.2 同步信號采用m序列設計

5G NR的同步信號與廣播信道一起組成同步信號塊(Synchronization Signal Block,SSB)，時域占4個符號，頻域占20個物理資源塊，如圖4所示。

圖4 同步信號占用的符號數

與LTE主同步信道采用ZC序列不同，NR的主同步信號采用m序列，因為在存在時偏和頻偏的情況下，ZC序列的相關函數存在較大的旁瓣，這會影響檢測性能，而m序列在相同的情況下旁瓣相對小很多，引起虛檢的概率更小[4]，因此5G在同步信號的設計方面更適合高速移動下的大多普勒頻偏場景。

2.3 多種格式隨機接入信道設計

5G NR的PRACH與LTE一樣，仍然采用ZC序列，前導序列長度種類也是839和139兩種，但是循環(huán)移位在限制集A的基礎上增加了限制集B。限制集A和B分別針對高速和超高速設計[3]。在3GPP的NR物理層協(xié)議38.211中定義了兩類PRACH格式，分別是表格1中的格式0～3和表2中的格式A1～C2。

表1 LRA=839和ΔfRA∈{1.25,5} kHz的PRACH前導格式

表2 LRA=139和ΔfRA=15.2μ kHz 的前導格式(μ∈{0,1,2,3})

表1中第一類PRACH中的格式3長度為839，支持子載波間隔5 kHz，專門為高速設計，配合限制集B可以支持500 km/h場景。

表2中第二類PRACH中所有格式序列長度為139，在Sub 6G時可支持15 kHz和30 kHz子載波間隔，在毫米波時可采用60 kHz及120 kHz子載波間隔，具有很強的抗頻偏功能，可以不需要使用循環(huán)移位限制集。

理論上PRACH可支持的頻偏范圍大小取決于PRACH的限制集合和PRACH的子載波間隔。

2.3.1 在非限制集合情況下PRACH能支持的頻偏范圍

定義目標峰值功率為P1，頻偏造成的峰值功率為P2，則P1和P2的比值R只與頻偏大小Δf相關，公式表示如下：

(8)

式中：ΔfRA為PRACH子載波間隔，LRA為PRACH序列長度。令f=Δf/ΔfRA，式(8)可寫成

(9)

則f與10lg(R(f))的關系，即頻偏大小與峰值功率比值(LRA=139/839)如圖5所示。

圖5 頻偏大小與峰值功率比值的關系

根據上述分析，隨著頻偏的增大，目標峰值功率與頻偏造成的峰值功率比值逐漸減小，且當頻偏為PRACH子載波間隔一半的時候，目標峰值功率與頻偏造成的峰值功率相等；當目標峰值功率與頻偏造成的峰值功率相差不大時，基站無法區(qū)分目標峰值位置，從而會引起時延估計錯誤等問題。

2.3.2 在配置限制集合的情況下PRACH能支持的頻偏范圍

在配置限制集A的情況下，基站為每個接入的用戶分配了3個搜索窗，分別對應目標峰值、正頻偏引起的偽峰值、負頻偏引起的偽峰值所有可能的位置。這3個搜索窗不存在重疊，用戶間的搜索窗也互不重疊。在這種情況下，當頻偏為PRACH子載波間隔時，峰值完全偏移到頻偏引起的偽峰值搜索窗內，但由于基站已知當前搜索窗對應的峰值是頻偏引起的，基站可以正確估計得到時延，所以相對于非限制集情況，在配置限制集A的情況下，PRACH頻偏支持范圍將會擴大一個子載波間隔。

限制集B為了支持更大的頻偏范圍，為每個接入用戶分配了5個搜索窗。在原先正負頻偏的兩側各增加了一個兩倍正負頻偏搜索窗。相比非限制集，限制集B支持的多普勒頻偏范圍擴大了兩個子載波間隔。但無論是非限制集還是限制集A或B，PRACH整體的頻偏范圍還和通信鏈路情況有關，經驗上性能無法完全達到理論值，會根據具體情況略有下降。

2.4 解調信號設計

解調參考信號的作用主要是做信道估計和解調，以及信道測量。當UE在高速移動的場景下，不僅是接入過程，承載業(yè)務數據的上下行共享信道也需要具備抗多普勒頻移的能力，這就對用于信道估計的參考信號設計提出了要求。OFDM系統(tǒng)基于導頻的信道估計可以看作對二維采樣平面上的已知點進行二維內插獲得其他采樣點的值，要恢復真實信道，導頻間隔必須滿足采樣定理的要求，即時域間隔要小于信道的相干帶寬，頻域間隔要小于信道的相干時間。

5G中時域上的一個時隙包含14個OFDM符號，每個OFDM符號在頻域上包含12個子載波，如圖6所示。5G NR協(xié)議支持通過附加解調參考信號(Demodulatin Reference Signal,DMRS)導頻增加密度，提升頻偏校正和信道估計性能。高速場景下，當多普勒頻移引起的相干時間小于時隙長度時，就需要采用附加DMRS來進行數據解調。

圖6 通過附加DMRS導頻增加密度

例如，在500 km/h情況下，3.5 GHz基站側的頻偏fd=3 240 Hz，根據相干時間的計算公式Tc=0.423/fd，可以計算出在3.5 GHz頻段的相干時間約為0.13 ms，而30 kHz子載波間隔下的時隙長度約為0.5 ms，發(fā)射信號的周期T=0.5 ms>Tc=0.13 ms，則說明在相干時間內不能實現對發(fā)射信號周期內的信號進行完全解調。如果DMRS僅位于時隙的前部，則信道估計會出現錯誤，使得數據的相干解調產生較高的誤比特率。因此，需要采用附加的DMRS來進行數據解調，提高信道估計的準確性。采用DMRS的個數需滿足采樣定理，即需要插入0.5 ms/0.13 ms=4個參考符號。

下面以1 000 km/h的時速、4.9 GHz的載波為例，多普勒影響下的相干時間Tc=0.423/9074=0.046 6 ms，計算5G不同子載波間隔下插入DMRS的情況。如果使用15 kHz子載波間隔，時隙長度為1 ms,為了滿足采樣定理，需要插入1 ms/0.0466 ms=22個參考符號，各個子載波間隔對應的時隙符號數最大只有14，因此無法實現。同樣地，如果使用30 kHz子載波間隔，可以算出需要約11個參考符號，使用60 kHz子載波間隔需要6個,使用120 kHz子載波間隔需要3個DMRS符號，理論上都是可行的，但是當DMRS的數量超過4個符號時，其占用時域資源太多，拉低了頻譜效率。因此，選用120 kHz子載波間隔進行1 000 km/h高速場景的通信預計可以滿足性能和降低開銷。

根據5G標準，Sub 6G頻段用于遠距覆蓋，一般使用15 kHz和30 kHz子載波間隔；而6 GHz以上毫米波頻段用于短距覆蓋，使用60 kHz、120 kHz和240 kHz子載波間隔。從以上分析可以看出，當終端用戶的移動速度超過1 000 km/h時，Sub 6G頻段將不能滿足需求，而毫米波頻段不能滿足小區(qū)頻繁切換要求。

3 航空高速移動5G應用問題解決方法

3.1 高速移動中多普勒頻偏問題

當用戶終端平臺的飛行速度為1Ma，4.9 GHz載頻下頻偏為5.5 kHz。對于30 kHz子載波間隔、100 MHz帶寬場景，通過采用自適應超大多普勒頻偏的估計、跟蹤和補償算法，提升基帶解調性能，克服飛機超高速移動帶來的多普勒頻偏，可以實現由只支持每小時幾百公里的移動速度提高到滿足1Ma以上高速飛行的通信需要。

多普勒頻偏估計和補償分為初始頻偏估計、頻偏跟蹤和頻偏補償三個步驟，總體流程如圖7所示。首先利用SS/PBCH塊進行初始頻偏估計，然后利用跟蹤參考信號(Tracking Refernece Signal，TRS)跟蹤和維護飛行過程中的頻偏，最后在上行發(fā)送和下行接收中進行頻偏補償和校正。

圖7 多普勒頻偏估計和補償步驟

3.1.1 同步信號塊估計與補償

基于主同步信號(Primary Synchronization Signal,PSS)時域頻偏估計，多次平均后可以得到較為準確的粗頻偏估計值。時域補償后，殘留的頻偏比較小了，再在頻域基于同步信號塊SSB繼續(xù)進行殘留頻偏的估計和補償。

3.1.2 增加跟蹤參考信號(TRS)

5G NR中給終端配置TRS(間隔了4個OFDM符號的兩列參考信號)，用于更準確的頻率同步。相鄰符號的頻偏估計范圍是14 kHz，如果間隔1個符號，則頻偏估計范圍是7 kHz，對于5.5 kHz的頻偏仍存在檢測模糊度的問題，因此NR協(xié)議中TRS時域配置需要更改為占用相鄰2個OFDM符號的兩列參考信號。

3.1.3 優(yōu)化調整物理下行控制信道，物理下行共享信道解調參考信號

一方面可根據5G NR準共址(Quasi-collation,QCL)關系配置，根據SSB或TRS獲得的頻偏用于物理下行控制信道、物理下行共享信道(PDCCH、PDSCH)的估計；另一方面，通過PDCCH和PDSCH的DMRS來估計頻偏，則需要將PDCCH配置為至少2個符號，PDCCH DMRS占了相鄰的2個符號，可以容易估計出5.5 kHz的頻偏；將PDSCH的DMRS符號配置為多列，包含一組或多組時域相鄰的形式。DMRS會占用時域資源，同時，結合調度靈活性、開銷和性能的折中，可以降低頻域PDCCH DMRS和PDSCH DMRS的密度。

3.1.4 優(yōu)化調整物理上行控制信道,物理上行共享信道參考信號

通過頻偏預補償后，再發(fā)送上行信號。如載頻為fc，用戶終端估計的下行頻偏為fd，用戶終端在fc+fd基礎上預補償-2×fd之后再發(fā)送上行信號，使得基站接收信號的頻偏遠小于5.5 kHz。同時，結合調度靈活性、開銷和性能的折中，可以降低頻域PUCCH DMRS和PUSCH DMRS的密度。

3.2 超遠距離覆蓋問題

3.2.1 優(yōu)化調制5G的幀結構

這種方法基于定制化的PRACH超遠接入技術，通過定義全新的PRACH前導格式和前導序列，使得PRACH前導符號可以支持300 km的覆蓋半徑。該方法的優(yōu)點是PRACH通信信道本身可以支持300 km超遠接入，無需GPS信息的輔助；缺點是PRACH接收和發(fā)射開發(fā)工作量較大。

300 km的超遠覆蓋意味著基站接收到終端發(fā)送的PRACH前導最大時延可以達到2 ms(按電磁波傳播速度3×108m/s計算)，計算公式如下：

Trtd=(2×d)/c=2×300×103/(3×108)=2 ms。

(10)

為了支持300 km的小區(qū)覆蓋半徑，PRACH的循環(huán)前綴、前導序列、保護間隔三個部分的長度都至少為2 ms?？紤]到2 ms的符號周期長度在實際上已經足夠冗余，且5G NR信號在100 MHz帶寬的系統(tǒng)采樣率下通過采用同樣的符號周期，PRACH子載波間隔相比于LTE系統(tǒng)會進一步降低，所以最終確定PRACH的循環(huán)前綴、前導序列、保護間隔都采用2 ms的實際長度，其時域格式如圖8所示。

圖8 時域格式

3.2.2 基于衛(wèi)星定位的時延預補償技術

這種方法是基于BD/GPS位置信息的接入技術，即終端在接入網絡之前通過BD/GPS位置信息計算出到基站的距離，在發(fā)送PRACH的時候進行上行時延的預補償，從而既實現了終端的超遠接入又大大簡化了PRACH信道設計和基站接收機的復雜度。

基于衛(wèi)星定位位置信息計算出終端到基站的往返時延后，PRACH前導的發(fā)送只需要補償掉Trtd即可，這樣在基站側PRACH的接收處理復雜度就可以大大降低。PRACH定時發(fā)射如圖9所示。按照這種方法，PRACH前導格式選用格式0 限制集A即可滿足300 km的超遠覆蓋接入。

圖9 PRACH定時發(fā)射圖

4 結 論

當前5G解決的高速移動問題只是針對時速達到500 km/h的高鐵設計的，當航空移動速度超過1 000 km/h時當前5G的性能就不能滿足要求。本文從應對航空高速移動場景出發(fā)，基于5G標準和關鍵技術分析，提出通過優(yōu)化調整5G的幀結構、進行參考信號設計以及增加新的模塊和功能設計等方法，解決多普勒頻偏、超遠距離覆蓋問題，希望通過深入研究分析，結合試驗試飛，可以提高5G的系統(tǒng)性能，突破制約航空高速移動場景的瓶頸。