郭慧民 閻躍鵬

摘要：為了精確消除零中頻接收機中的直流偏移并快速響應射頻接收機增益調(diào)整時引入的輸入直流偏移變化，提出了一種混合型直流偏移消除電路.該電路結(jié)合了模擬型和數(shù)字型直流偏移消除技術(shù)的優(yōu)勢，在降低輸出直流偏移的同時縮短了響應時間.模擬型直流偏移消除電路用于實時地自動消除各級輸入的直流偏移，數(shù)字型直流偏移消除電路通過自動校準進一步減小接收機的最終輸出直流偏移.同時提出了一種接收機增益自動校準電路，能夠自動校準零中頻接收機I/Q通路的增益失配.采用65nmCMOS工藝實現(xiàn)了集成直流偏移消除的可編程增益放大器和增益自動校準電路.芯片測試結(jié)果表明，放大器最大輸出直流偏移為2mV，增益調(diào)整具有嚴格單調(diào)性，自動校準后的輸出I/Q增益失配小于0.1dB.該電路具有響應快、僅需開機自動校準和無需數(shù)字基帶電路參與等優(yōu)點，完全滿足IEEE802.11ax-2021等寬帶通信接收機的系統(tǒng)要求.

關鍵詞：半導體集成電路;零中頻接收機;寬帶通信系統(tǒng);直流偏移消除;I/Q增益失配自動校準

中圖分類號：TN43

文獻標志碼：A

IEEE802.11ax-2021（也稱作WIFI 6）[1]是下一代無線局域網(wǎng)通信系統(tǒng)，該標準于2021年2月由IEEE正式批準.符合IEEE802.11ax-2021標準的射頻收發(fā)機是當前的研究熱點之一.與LTE[2]和傳統(tǒng)WLAN[3-4]等寬帶系統(tǒng)類似，零中頻射頻接收機是適合于IEEE802.11ax-2021系統(tǒng)的射頻接收機架構(gòu).但是，在射頻接收機中，直流偏移會導致接收機中可編程增益放大器的輸出電壓飽和，使其后的模數(shù)轉(zhuǎn)換器以及整個接收機功能失效.傳統(tǒng)的用于零中頻接收機的直流偏移消除技術(shù)可以分為模擬型直流偏移消除[5-7]和數(shù)字型直流偏移消除[8]兩類.文獻[5-7]中采用的模擬型直流偏移消除技術(shù)雖然電路形式不同，但其原理都是通過檢測可編程增益放大器的輸出直流偏移，利用負反饋環(huán)路實時地在放大器輸入端進行補償，以快速響應放大器的增益和輸入直流偏移的變化.但是，由于模擬型直流偏移消除電路中用于檢測輸出直流偏移的檢測放大器自身也存在直流偏移，因此僅采用模擬型直流偏移消除的可編程增益放大器的輸出會存在較大的殘留直流偏移.

例如，文獻[5]中的殘留直流偏移達到14mV.文獻[8]中的數(shù)字型直流偏移消除電路通過基帶輸出的數(shù)字控制字可以將放大器的輸出直流偏移減小至5mV，但需要數(shù)字電路根據(jù)模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出數(shù)據(jù)計算出放大器的輸出直流偏移值并消除.因此，電路響應時間長達5.7ms.本文提出了一種模數(shù)混合型直流偏移消除電路，同時實現(xiàn)精確的直流偏移消除和對輸入直流偏移變化的快速響應.本文還提出了一種實用的接收機增益自動校準方法，并與集成混合型直流偏移消除的可編程增益放大器實現(xiàn)于同一測試電路中.

1集成直流偏移消除和I/Q增益失配校準的零中頻接收機

圖1所示為零中頻接收機的典型架構(gòu).射頻信號經(jīng)過匹配電路進入低噪聲放大器后，經(jīng)過下變頻混頻器分為I通路和Q通路后分別經(jīng)過信道選擇濾波器進行信道選擇.其后的可編程增益放大器通常具有較高的增益，用于將信號進一步放大至符合模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）的輸入量程.本文提出的混合型直流偏移消除電路集成于可編程增益放大器中.零中頻接收機中通常需要I/Q增益失配消除電路，以確保模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出給數(shù)字基帶的I/Q兩路信號具有相同的幅度[9-12].本文在可編程增益放大器的輸出設計了一種I/Q增益失配自動校準電路，無需數(shù)字基帶電路參與即可實現(xiàn)增益失配的自動校準.

圖2為集成混合型直流偏移消除電路的可編程增益放大器架構(gòu).該可編程增益放大器由五級放大級組成.其中，第一級到第三級采用相同的電路，每級實現(xiàn)0～15dB的增益，增益步長為5dB.第四級采用固定4dB增益加上0dB、4dB和8dB三檔可調(diào)增益.第五級采用6dB增益加上0dB、1dB、2dB和3dB四檔可調(diào)增益.通過適當?shù)臄?shù)字編碼，可將放大器的6位增益控制位對應到各放大級的增益控制位，實現(xiàn)10～66dB的增益調(diào)節(jié)范圍和1dB的增益調(diào)節(jié)步長.

混合型直流偏移消除電路包括模擬型直流偏移消除電路和數(shù)字型直流偏移消除電路.如圖2所示，三個模擬型直流偏移消除電路分別位于第二級放大級輸出與第一級放大級輸入之間、第四級放大級輸出與第三級放大級輸入之間和第五級放大級輸出與輸入之間.數(shù)字型直流偏移消除電路位于第五級放大級，用于消除模擬型直流偏移電路3產(chǎn)生的殘留直流偏移.模擬型直流偏移消除電路和數(shù)字型直流偏移消除電路將分別在第2節(jié)詳細討論.

2混合型直流偏移消除電路

2.1模擬型直流偏移消除電路

圖3為可編程增益放大器的放大級和模擬型直流偏移消除電路.為了簡明起見，圖中以第五級放大級為例，即模擬型直流偏移消除電路位于同一放大級輸出與輸入之間.其它各級放大級和模擬型直流偏移消除電路采用與此類似的連接關系.如圖3所示，放大級采用差分電阻反饋放大器架構(gòu)，通過反饋電阻Rf與輸入電阻Ri的比例確定放大級的增益，以實現(xiàn)精確的增益控制.控制電阻連接的開關由PMOS管和NMOS管并聯(lián)組成的傳輸門實現(xiàn)，置于運算放大器的輸入端.這是由于高增益的運算放大器閉環(huán)工作時，輸入端為“虛地”點，信號幅度很小.因此，可以避免放大級輸入的大幅度信號通過傳輸門開關時引起的非線性效應.保持導通狀態(tài)的開關SW_dmy與反饋電阻Rf串聯(lián)，以提高反饋電阻與輸入電阻間的匹配精度.模擬型直流偏移消除電路由電阻、電容和檢測放大器構(gòu)成.檢測放大器的輸入和輸出分別連接放大級的輸出和輸入，以形成負反饋網(wǎng)絡.這個負反饋網(wǎng)絡會在放大級的輸出與輸入間形

成高通頻率響應，從而消除輸入和放大級自身的直流偏移.通過調(diào)整電阻R1和R2值和電容C1和C2值，可以調(diào)整高通頻率響應的-3dB頻率點位置.在調(diào)整增益時，可以將R1和R2旁路以減小響應時間.R3和R4用于將檢測放大器的輸出電壓轉(zhuǎn)化成電流，控制放大級的輸出直流偏移.

圖4示出了可編程增益放大器的供電電源啟動時各種工藝角（FF，TT，SS，SF，F(xiàn)S）和高低溫度（-40°C，27°C，125°C）組合下的瞬態(tài)仿真結(jié)果.仿真時設置放大器輸入為直流信號，輸入直流偏移為40mV，增益為最大值，以考察最差情況下的可編程增益放大器的性能.可見，在所有工藝角和溫度組合下，可編程增益放大器的差分輸出電壓都不會出現(xiàn)飽和，并且都可以在1μs內(nèi)穩(wěn)定到接近輸出共模電壓.這反映出模擬型直流偏移消除電路快速響應的特點.

雖然模擬型直流偏移消除電路具有響應時間短、無需數(shù)字基帶電路參與等優(yōu)點，但它是基于直流偏移消除電路中的檢測放大器對放大級輸出直流偏移的檢測結(jié)果進行補償?shù)?由于器件的匹配精度所限，檢測放大器并不是一個理想放大器，其自身也存在直流偏移.如圖3所示，檢測放大器自身的直流偏移可以等效為放大器輸入端存在一個固定的直流電壓VOS.它會被檢測放大器放大后進入放大級反饋環(huán)路，進而被放大級放大，導致放大級輸出殘留的直流偏移.該殘留直流偏移無法通過模擬型直流偏移消除電路消除，必須由其它校準電路對其進行補償才能消除.而且，檢測放大器的直流偏移值主要由器件的匹配精度決定，呈現(xiàn)隨機分布的特點.實際電路設計中，即使犧牲面積，將檢測放大器的晶體管尺寸設計得非常大，仍難以在量產(chǎn)時將所有芯片的最大輸出直流偏移減至5mV以下.

模擬型直流偏移消除電路產(chǎn)生的殘留直流偏移不僅存在于第五級放大級輸出，同樣也存在于第二級和第四級放大級輸出.但分析表明，它們不會對可編程增益放大器的最終輸出直流偏移產(chǎn)生貢獻.如圖5所示，來自前級下變頻混頻器的輸入直流偏移會被位于第一級和第二級之間的模擬型直流偏移消除1補償.它產(chǎn)生的殘留直流偏移1可以看作第三級的輸入直流偏移，將會被位于第三級和第四級之間的模擬型直流偏移消除2補償.類似地，殘留直流偏移2會被位于第五級的模擬型直流偏移消除3補償.因此，它們不會構(gòu)成可編程增益放大器的最終輸出直流偏移.但是，由于第五級是可編程增益放大器的最后一級放大級，其后不再有模擬型直流偏移消除電路.如果沒有其它補償措施，它產(chǎn)生的殘留直流偏移3就是可編程增益放大器的最終輸出直流偏移.如前文分析，第五級的殘留直流偏移由檢測放大器的輸入直流偏移和放大級的增益共同決定.雖然不同芯片產(chǎn)生的殘留直流偏移值會隨機分布，但是對于每個確定的芯片，檢測放大器的輸入直流偏移是固定不變的.放大級的輸出殘留直流偏移只會隨放大級增益不同而變化.由于第五級放大級只有四檔增益控制，如果能夠針對每檔增益控制進一步補償殘留直流偏移，就可以使整個可編程增益放大器在所有增益控制下的輸出直流偏移都減為最小.因此，本文在模擬型直流偏移消除電路的基礎上，在最后一級設計了數(shù)字型直流偏移消除電路，通過自動校準進一步消除可編程增益放大器的輸出殘留直流偏移.

2.2數(shù)字型直流偏移消除電路

圖6示出了可編程增益放大器的放大級和數(shù)字型直流偏移消除電路的架構(gòu).數(shù)字型直流偏移消除電路由自動歸零比較器、控制狀態(tài)機和數(shù)模轉(zhuǎn)換器組成，僅應用于可編程增益放大器的最后一級.自動歸零比較器用于比較放大級的輸出OP端和ON端的電壓，將比較結(jié)果經(jīng)過控制狀態(tài)機處理后輸入8位數(shù)模轉(zhuǎn)換器.數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸入連接至放大級的運算放大器輸入端，以控制放大級的輸出直流偏移.進行校準時，首先通過導通開關SW0連接放大級的輸入IP和IN端，使校準過程中放大級不受前級輸出影響.自動歸零比較器比較OP端和ON端的電壓，控制狀態(tài)機根據(jù)比較器的輸出通過二進制搜索算法將控制字輸出給數(shù)模轉(zhuǎn)換器，用于調(diào)整放大級的輸出直流偏移.經(jīng)過8次比較后可以得到優(yōu)化的8位數(shù)模轉(zhuǎn)換器控制字，使OP端和ON端的電壓差值，也就是放大級的殘留直流偏移減至最小.由于輸出殘留直流偏移會隨放大級的增益不同而變化，所以需要針對偏移會隨放大級的增益不同而變化，所以需要針對IN放大級的每檔增益控制分別進行一次校準.全部校準完成之后，將得到的數(shù)模轉(zhuǎn)換器的控制字存儲于芯片的寄存器中.正常工作時，使用與增益控制對應的8位控制字作為數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸入，即可實現(xiàn)對放大器殘留直流偏移的精確校準.

圖7（a）示出了數(shù)字型直流偏移消除電路中的自動歸零比較器電路.自動歸零比較器由采樣電容、放大器和由非交疊時鐘CLK和CLKN控制的開關組成.相位1時，CLK為高電平，CLKN為低電平;相位2時，兩者相反.相位1時，SW2斷開，SW1和SW3導通，放大器閉環(huán)形成一個單位增益放大器.只要放大器的增益足夠高，放大器的負極輸入端就近似等于VREF，形成一個“虛地”點，將IP端的電壓采樣至電容上.在相位1時，放大器中的SW0也保持導通，形成密勒補償，保證閉環(huán)放大器的穩(wěn)定性.在相位2時，SW2導通，SW1和SW3斷開.將IN端電壓連接至采樣電容左端.由于采樣電容上的電荷保持守恒，IP端和IN端的電壓差值將表現(xiàn)為放大器負極輸入端和VREF的差值，實現(xiàn)了對IP端和IN端電壓的比較.在相位2時，由于SW3斷開，放大器開環(huán)工作，起到比較器的功能.同時SW0斷開，密勒補償不再起作用，提高了比較器的響應速度.

與模擬型直流偏移電路中的檢測放大器類似，自動歸零比較器中的放大器也存在輸入直流偏移，在圖7（a）中等效表示為在放大器負極輸入端存在一個直流電壓VOS.記VX點的電壓在相位1時為VX1，在相位2時為VX2.則相位1時，運算放大器閉環(huán)工作，得到公式

相位2時，根據(jù)采樣電容電荷守恒，得到公式

可見，由于在對IP和IN端電壓的兩次采樣中都包含了放大器自身的輸入直流偏移VOS，理論上可以將VOS完全消除，實現(xiàn)高精度的電壓比較.實際電路中，自動歸零比較器的比較精度可以小于1mV.

圖7（b）示出了數(shù)字型直流偏移消除電路中的數(shù)模轉(zhuǎn)換器電路.數(shù)模轉(zhuǎn)換器采用8位差分R-2R架構(gòu)，有利于減小電阻的總面積和簡化放大器的設計[13-15].數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸出電壓經(jīng)過輸出電阻RO轉(zhuǎn)化為輸出電流，反饋至放大級中運算放大器的輸入端，以控制放大級的輸出直流偏移.控制狀態(tài)機采用傳統(tǒng)的二進制搜索算法，逐次逼近到最優(yōu)的輸出控制字.最終的校準精度由自動歸零比較器的比較精度和數(shù)模轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換精度共同決定.

3I/Q增益失配自動校準

由于接收機的輸入信號的功率大小會受到發(fā)射機信號發(fā)射功率變化以及信道環(huán)境變化的影響，因此接收機需要具有自動增益控制機制，以將圖1中ADC的輸入信號幅度調(diào)整至適合ADC采樣的范圍.通常，自動增益控制算法由數(shù)字基帶電路實現(xiàn)，不包含于射頻接收機中.數(shù)字基帶電路根據(jù)ADC輸出的多位數(shù)字碼計算出ADC輸入的模擬信號的幅度，通過負反饋控制系統(tǒng)，調(diào)整可編程增益放大器的增益值，直到ADC的輸入信號幅度達到預期值.自動增益控制要求接收機的可編程增益放大器具有單調(diào)的增益控制，以形成有效的負反饋控制系統(tǒng).

在零中頻接收機中，I通路和Q通路的增益失配會導致I、Q兩路信號發(fā)生混疊，造成有效信噪比降低.傳統(tǒng)的增益失配補償方法通常由數(shù)字基帶電路實現(xiàn)[16-18].但是，數(shù)字基帶電路只能處理模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出的數(shù)字信號，計算精度會受限于模數(shù)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換精度.本文提出一種無需數(shù)字基帶參與的增益失配自動校準方法.圖8（a）示出了該電路的架構(gòu).I通路和Q通路的可編程增益放大器的輸出通過一個電壓幅度檢測器將放大器輸出的中頻信號幅度轉(zhuǎn)化為直流電壓.使用圖7（a）所示的自動歸零比較器比較I通路和Q通路中電壓幅度檢測器的輸出直流電壓的差值，就可以得到I通路和Q通路的增益差值.

在傳統(tǒng)電阻反饋放大器中，反饋電阻或輸入電阻通常與控制開關串聯(lián)以實現(xiàn)增益控制.但是常用的傳輸門開關會引入隨工藝和溫度變化寄生電阻，進而影響增益精細調(diào)節(jié)的單調(diào)性和準確度.圖8（b）示出了本文提出的采用電阻分壓陣列實現(xiàn)的增益精細調(diào)節(jié)電路，它位于可編程增益放大器的第三級與第四級之間和第四級與第五級之間，共有5位數(shù)字控制.其中Rp1～Rp14遠大于Rs.當只有開關SW1導通時，輸出差分電壓VOUT為

對應的電壓增益G為

例如，當Rs/Rp1=1/126時，對應的增益值為約-0.07dB.由于Rp遠大于與其串聯(lián)的傳輸門開關的導通電阻，傳輸門開關的導通電阻值及其隨溫度的變化對增益的影響都可以忽略.設計中只要確保Rp14<Rp13<...<Rp1，就可以實現(xiàn)單調(diào)的增益精細調(diào)節(jié).可編程增益放大器的I通路和Q通路各自具有步長約為0.07dB、調(diào)節(jié)范圍約為2dB的增益精細調(diào)節(jié)功能，能夠?qū)⒔邮諜C的I/Q通路的增益失配校準到小于0.1dB.

圖8（c）示出了控制狀態(tài)機的流程圖.通過控制狀態(tài)機中的二進制搜索算法，分別控制I通路和Q通路的增益精細調(diào)節(jié)電路，使增益差值達到最小.校準時，可以依次對I、Q通路進行校準，直到得到最小增益差值所對應的控制字.將控制字存儲于寄存器中后，可以關閉校準電路以節(jié)省功耗.由于中頻信號是由射頻輸入信號經(jīng)過整個接收機通路產(chǎn)生，因此可以實現(xiàn)對接收機總增益失配的校準.

4測試結(jié)果

圖9示出了集成直流偏移消除和增益校準的可編程增益放大器的測試樣片照片，包含完全相同的I通路和Q通路電路，以對稱布局排列，總面積為0.4mm2.中間部分為I/Q通路的共用電路，包括電流偏置及控制位譯碼器等電路.

圖10（a）示出了9塊樣片中僅開啟模擬型直流偏移消除電路和開啟混合型直流偏移消除電路兩種模式下測試得到的可編程增益放大器的輸出直流偏移值.可見，僅開啟模擬型直流偏移消除電路時，有些樣片中的輸出直流偏移也可以低至2mV，個別樣片可以低至1mV.這是由于部分樣片中模擬型直流偏移消除3中的檢測放大器本身的輸入直流偏移已經(jīng)很小.但是，也有些樣片的輸出直流偏移超過2mV，甚至達到12mV.這體現(xiàn)出了檢測放大器的輸入直流偏移值受器件匹配精度影響而出現(xiàn)的隨機分布特點，與理論分析和仿真結(jié)果一致.在開啟混合型直流偏移消除電路，也就是經(jīng)過數(shù)字校準后，全部樣片的輸出直流偏移值都不超過2mV（其中9號樣片為0mV）.這表明混合型直流偏移電路中的數(shù)字校準電路達到了設計預期的性能，進一步補償了模擬型直流偏移消除電路引入的殘留直流偏移.輸出信號線性度是可編程增益放大器的另一個重要指標.由于放大器由多級閉環(huán)放大級組成，當每級放大級設置為最大增益時，反饋深度最小，所對應的線性度也最差.圖10（b）示出了使用頻譜分析儀測試得到的最大增益下可編程增益放大器的輸出頻譜，以評估在最差條件下放大器的線性度.可見當輸出頻率為8MHz，輸出幅度約為4dBm時，最大諧波為三次諧波，其值小于-60dBm，諧波抑制比超過64dB，表明放大器具有良好的線性度.

如第3節(jié)所述，可編程增益放大器增益控制的單調(diào)性對接收機的自動增益控制至關重要.圖11（a）示出了可編程增益放大器的增益控制單調(diào)性測試.可見，在整個增益調(diào)節(jié)范圍內(nèi)，增益調(diào)節(jié)步長在0.7dB到1.2dB之間，滿足約1dB步長的設計要求，并且增益控制具有嚴格的單調(diào)性.增益步長的誤差主要來自每級放大級中反饋電阻與輸入電阻之間在制造工藝中的失配以及各放大級之間的絕對增益值的失配.圖11（b）示出了可編程增益放大器在不同增益設置下的增益精細調(diào)節(jié)測試.可見，在各種增益下，增益精細調(diào)節(jié)都可以保證單調(diào)性，自動校準后的輸出I/Q增益失配小于0.1dB.

表1示出了本文提出的混合型直流偏移消除電路與文獻報道的電路關鍵參數(shù)性能比較.可見，由于結(jié)合了模擬型和數(shù)字型直流偏移消除技術(shù)的優(yōu)點，混合型直流偏移消除電路能夠同時實現(xiàn)最小的直流偏移和最短的響應時間.

5結(jié)論

本文提出了一種混合型直流偏移消除電路，該電路結(jié)合了模擬型直流偏移消除電路實時補償和數(shù)字型直流偏移消除電路自動校準的優(yōu)勢，同時實現(xiàn)了精確直流偏移消除和對輸入直流偏移變化的快速響應.I/Q增益失配自動校準電路能夠獨立工作，無需數(shù)字基帶參與，只需開機自動校準即可消除I/Q增益失配.對多個樣片的測試結(jié)果表明，增益放大器的最大輸出直流偏移為2mV，增益步長在0.7dB到1.2dB之間，增益調(diào)整具有嚴格的單調(diào)性.并且放大器的頻率響應和輸出信號線性度都符合設計指標要求.經(jīng)過自動校準后的放大器輸出I/Q增益失配小于0.1dB.與傳統(tǒng)直流偏移消除和I/Q增益失配校準電路相比，該電路具有輸出直流偏移小、響應時間短、無需數(shù)字基帶參與等多項優(yōu)點，可以廣泛應用于下一代無線局域網(wǎng)IEEE802.11ax-2021等寬帶通信系統(tǒng)中.

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