張建坡，閆 語，田新成

（1. 華北電力大學 電氣與電子工程學院，河北 保定 071003；2. 國網(wǎng)唐山供電公司，河北 唐山 063000）

0 引言

基于模塊化多電平換流器的高壓直流輸電（MMC-HVDC）系統(tǒng)采用半橋型子模塊級聯(lián)結(jié)構，雖然相較于兩電平和箝位型三電平電壓源換流器型高壓直流輸電系統(tǒng)具有諸多優(yōu)勢，但在發(fā)生直流故障子模塊閉鎖后，半橋型子模塊反并聯(lián)二極管的續(xù)流效應將導致交流系統(tǒng)出現(xiàn)短路電流。在當前交流斷路器動作時間較長和直流斷路器成本較高及其技術不夠成熟的條件下，利用換流站自身控制策略和自阻型子模塊拓撲實現(xiàn)直流側(cè)故障電流抑制，具有故障后系統(tǒng)恢復速度快的優(yōu)點，特別適用于以架空線作為傳輸線路的大容量柔性直流輸電領域［1-2］。

為了應對直流側(cè)短路故障，文獻［2-17］研究了多種具有直流故障閉鎖能力的自阻型子模塊拓撲。自阻型子模塊拓撲的主要特點是閉鎖后利用子模塊電容充電，為二極管提供反向偏置電壓，進而阻斷橋臂電流達到故障發(fā)生后短路電流的抑制效果，如電容串聯(lián)充電的全橋型子模塊和單極全橋型子模塊拓撲［2］、串聯(lián)雙子模塊SDSM（Series Double Sub-Modules）拓 撲［3］、跨 接 三 電 平子模塊CTLSM（Crossing Three-Level Sub-Module）拓撲［4］以及主動箝位T 型子模塊拓撲［5］等。該類拓撲的優(yōu)點是閉鎖后能為二極管提供最大反向偏置電壓，直流故障發(fā)生后短路電流抑制速度快，閉鎖后內(nèi)部電容不存在不均衡充電問題，但單位電平所需功率器件數(shù)量較多。為了解決該問題，在不影響直流故障發(fā)生后短路電流抑制能力的前提下，文獻［6-17］研究了利用自阻型和半橋型子模塊構成的混合拓撲，如文獻［7-8］提出的（改進）全橋+半橋型子模塊拓撲、文獻［9］提出的開關電容型混合拓撲、文獻［10-11，13］提出的混合雙子模塊HDSM（Hybrid Double Sub-Modules）拓撲以及文獻［12］提出的經(jīng)濟型混合拓撲等。該類拓撲雖然減少了單位電平所需的功率器件數(shù)量，但同時存在橋臂電容不平衡充電問題，可能會對暫時性故障重新啟動帶來一定影響。雖然上述2 類拓撲都具有一定直流故障發(fā)生后短路電流抑制能力，但仍然存在3 個問題：①上述拓撲均采用子模塊閉鎖的方式實現(xiàn)直流故障發(fā)生后短路電流的抑制；②對于自阻型和半橋型子模塊構成的混合拓撲［14］，直流故障導致子模塊閉鎖后，其內(nèi)部存在電容不均衡充電問題；③盡管全橋+半橋型子模塊拓撲構成的高壓直流輸電系統(tǒng)可以采用子模塊非閉鎖方式抑制直流故障發(fā)生后的短路電流［16］，但是故障抑制期間半橋型子模塊長期處于旁路狀態(tài)，受子模塊內(nèi)部取能電路影響，長時間閉鎖和旁路可能導致儲能電容電壓降低和發(fā)散問題［18］。

本文針對MMC-HVDC 發(fā)生直流故障后短路電流的抑制問題，借鑒現(xiàn)有自阻型子模塊拓撲的優(yōu)點，首先研究一種新跨接單極三電平子模塊NCUTLSM（New Crossing Unipolar Three-Level Sub-Module）拓撲，在保證直流故障發(fā)生后子模塊閉鎖功能前提下，解決混合拓撲不平衡充電問題。同時為了消除自阻型子模塊閉鎖模式可能對換流站和交流電網(wǎng)造成的不利影響，在此基礎上設計一種新跨接正、負極三電平子模塊拓撲，以減少全橋型雙極子模塊拓撲所需功率器件數(shù)量，并研究其電容電壓均衡問題和非閉鎖控制策略，改善其直流故障發(fā)生后短路電流的穿越能力。

1 新跨接三電平子模塊拓撲設計

1.1 NCUTLSM拓撲設計

SDSM 及NCUTLSM 拓撲結(jié)構示意圖分別見附錄A 圖A1（a）、（b）。當SDSM 閉鎖后橋臂電流i＜0時，箝位開關T5兩端電壓為UC1+UC2（UC1、UC2分別為電容C1、C2兩端電壓），T5所承受反向電壓是子模塊內(nèi)部其他功率器件的2 倍。雖然從器件電壓裕度角度考慮，暫時過電壓可能不會對功率器件造成損害，但從安全性角度考慮，過電壓會帶來一定影響。一種解決方案是將T5等效為2 個絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）串聯(lián)；另外一種解決方案是采用主動T 型拓撲［5］，該方案的優(yōu)點是保證SDSM 閉鎖后輸出最大的反向電壓，但功率器件成本和損耗也相應增加。通過對SDSM 拓撲的電流路徑進行分析，將二極管D6陽極聯(lián)結(jié)于點c、陰極聯(lián)結(jié)于點a，閉鎖后輸出的電壓為UC1，此時T5兩端電壓為UC1；將二極管D7陽極聯(lián)結(jié)于點d、陰極聯(lián)結(jié)于點b，閉鎖后輸出的電壓為UC2，此時T5兩端電壓為UC2。上述方案可解決T5過電壓問題，但同時也存在電容電壓不均衡充電的問題。如果同時保留2 條閉鎖路徑ca、bd，則形成NCUTLSM拓撲，實現(xiàn)SDSM閉鎖后電容電壓并聯(lián)輸出。

1.2 新跨接雙極三電平子模塊拓撲設計

NCUTLSM 拓撲雖然可以抑制直流系統(tǒng)的故障電流，但是無法應對交流系統(tǒng)發(fā)生故障的情況。為實現(xiàn)子模塊非閉鎖抑制，子模塊必須具備正、負電平下雙向電流輸出能力。NCUTLSM 通過閉鎖T5，借助D6、D7實現(xiàn)單向負電平輸出。如果將NCUTLSM拓撲中的D6、D7分別替換為雙向可控開關T6、T7構成新跨接雙極三電平子模塊（NCBTLSM）拓撲，則能實現(xiàn)正、負電平下橋臂電流雙向輸出。NCBTLSM 拓撲結(jié)構見附錄A 圖A2（a）。正常運行時，T6、T7閉鎖，T5處于常通狀態(tài)，此時NCBTLSM 拓撲等效為2 個半橋型子模塊，輸出電平u0為UC1、UC2、UC1+UC2和0。當T5—T7全部閉鎖時，根據(jù)橋臂電流方向，類似箝位雙子模塊CDSM（Clamping Double Sub-Modules）拓撲，NCUTLSM 的 輸 出 電 平 為UC1+UC2或-UC1//C2。此時，T5閉鎖改變了子模塊間的串聯(lián)關系，無法輸出負電平-（UC1+UC2），負電平-UC1、-UC2的輸出路徑分別如附錄A圖A2（b）綠色、紅色虛線所示。

1.3 所提NCBTLSM拓撲設計

雖然上述方案增加了2 個IGBT，但負電平輸出受T5閉鎖的影響，不能輸出負電平-（UC1+UC2），最大負電平輸出數(shù)量為NCBTLSM 拓撲中子模塊數(shù)量。為降低功率器件數(shù)量，可去掉NCBTLSM 拓撲中的T6或T7，以去掉T7為例，本文所提NCBTLSM 拓撲如圖1（a）所示。對于電容C1所在子模塊，由于T6的存在，其負電平輸出不受影響，其輸出負電平時電流路徑如圖1（b）路徑①所示，可實現(xiàn)雙向輸出；對應電容C2所在子模塊，其輸出負電平時電流路徑如圖1（b）路徑②（D3→C2→D7→D2）所示，僅能實現(xiàn)單向輸出。因此所提NCBTLSM 拓撲中輸出負電平時的電流路徑包含雙向路徑①及單向輸出路徑②。當電流正向流通時子模塊的輸出電壓為-UC1//C2，即電容C1、C2并聯(lián)，可消除負電平電壓輸出期間電流正向流通所導致的內(nèi)部電容電壓不均衡充電問題。所提NCBTLSM拓撲開關邏輯如表1 所示。表中，T1—T6分別為開關器件T1—T6通斷信號，其值為1 表示開關器件導通，其值為0表示開關器件關斷。

圖1 所提NCBTLSM拓撲及其輸出負電平時的電流路徑Fig.1 Topology of proposed NCBTLSM and current paths under its output negative level

表1 所提NCBTLSM拓撲開關狀態(tài)Table 1 Switch states of proposed NCBTLSM

正常工作（模式1—7）時T1—T4兩端反向電壓為電容電壓，只需考慮T5、T6兩端反向電壓問題。正電平輸出期間，T5處于常通狀態(tài)，T6兩端電壓為UC1；負電平輸出期間，T6處于常通狀態(tài)，T5兩端電壓為UC1。因此不論正電平輸出還是負電平輸出都不存在過電壓問題。本文所提NCBTLSM 拓撲與全橋型雙極子模塊拓撲中功率器件的耐壓水平相同，將所提拓撲與其余2種雙極子模塊拓撲進行比較，如表2所示。本文所提NCBTLSM 拓撲正常運行期間，由于其導通路徑中IGBT功率器件的數(shù)量與全橋+半橋型子模塊拓撲中相同，二者具有相同導通損耗。

表2 3種雙極子模塊拓撲結(jié)構比較Table 2 Comparison of three kinds of bipolar sub-module topology structures

2 所提NCBTLSM 拓撲正、負電平輸出特性分析

不同于傳統(tǒng)電網(wǎng)換相換流器型高壓直流輸電（LCC-HVDC），MMC-HVDC 的直流電流具有雙向流通特點，正常運行一般不需要負電平輸出，改變直流電流方向即可實現(xiàn)潮流反轉(zhuǎn)。負電平輸出主要考慮過調(diào)制運行以及降直流電壓運行2種情況。

2.1 過調(diào)制運行下所提拓撲負電平輸出特性

正常運行時，為降低功率損耗，需提高交流電壓幅值，降低電流，此時模塊化多電平換流器（MMC）運行于過調(diào)制狀態(tài)。圖2 為MMC a 相橋臂等效電路。圖中：ia、ua分別為MMC a 相閥側(cè)交流相電流、相電壓；ia1、ia2分別為a 相上、下橋臂電流；idc、udc分別為直流電流、電壓。上、下橋臂電壓可分別用受控電壓源k1uce和k2uce表示（k1、k2分別為上、下橋臂投入子模塊數(shù)量，k1+k2=N，N為每相橋臂子模塊數(shù)量；uce為子模塊電容電壓額定值）。

圖2 MMC a相橋臂等效電路Fig.2 Equivalent circuit of phase-aarm bridge of MMC

假設正常運行時調(diào)制度m=1，根據(jù)橋臂電壓、閥側(cè)交流電壓和直流電壓關系，橋臂輸出正電平最大數(shù)量N+、負電平最大數(shù)量N-分別見式（1）、（2）。

式中：λac為交流過壓系數(shù)。

2.2 降直流電壓運行下所提拓撲負電平輸出特性

MMC-HVDC 系統(tǒng)降直流電壓運行存在于如下2種場景：①考慮天氣惡劣情況下，架空線路間絕緣降低可能導致直流側(cè)短路故障，采用降直流電壓運行可減少故障發(fā)生；②當出現(xiàn)直流故障時將直流輸出電壓控制為0 可實現(xiàn)直流故障非閉鎖抑制。同樣根據(jù)交、直流電壓關系，橋臂輸出正電平最大數(shù)量N′+、負電平最大數(shù)量N′-的表達式分別見式（3）、（4）。

式中：λdc為直流電壓降壓系數(shù)。

上述分析以滿足交流電壓在合理波動范圍內(nèi)所需輸出的最大負電平為約束條件進行考慮，而MMC-HVDC 系統(tǒng)正常運行的關鍵之一是電容電壓波動必須處于一個合理范圍。對于單極子模塊（如半橋型子模塊），電容電壓穩(wěn)定的必要條件是橋臂電流雙向變化，即工作過程中電容進行周期性充、放電。實際運行中，交流電壓上升或直流電壓下降可能導致交流電流降低。根據(jù)式（5）所示a 相上橋臂電流ia1，當交流、直流電流滿足式（6）所示約束條件時，橋臂電流單向變化，單極子模塊電容受橋臂電流影響將始終進行充電或放電，不能保持電壓穩(wěn)定。

式中：I為MMC a 相閥側(cè)交流相電流有效值；ω、θ分別為交流系統(tǒng)角頻率和初相角。

2.3 所提拓撲在2種運行方式下輸出特性對比

假設系統(tǒng)以單位功率因數(shù)運行時，MMC 過調(diào)制運行或降直流電壓運行中保持直流電流不變。結(jié)合式（6）所示直流電流約束條件，當交流電壓增加至額定值的2 倍時，橋臂電流單向變化。由于實際運行中不可能出現(xiàn)該工況，過調(diào)制運行可以不考慮電流方向，所需子模塊數(shù)量的計算方式參考式（1）。過調(diào)制運行下MMC a 相閥側(cè)交流相電流有效值的表達式見式（7）。

同樣結(jié)合式（6）所示直流電流約束條件，當橋臂電流單向變化時λdc≤0.5，此時直流電壓的輸出范圍為［0.5udc，udc］，橋臂電流保持雙向變化，對應輸出的負電平數(shù)量范圍為［0，0.25N］；而當直流電壓的輸出范圍為（0，0.5udc）時，橋臂電流單向變化，此時投入子模塊必須具有正、負電平輸出能力。

為抑制直流側(cè)短路故障，將直流電壓控制為0，根據(jù)式（4），所需負電平最大數(shù)量為0.5N，所提NCBTLSM 拓撲輸出負電平數(shù)量恰好滿足交流電壓在合理范圍內(nèi)波動的要求。故所提NCBTLSM 無論處于降直流電壓運行區(qū)間［0.5udc，udc］還是處于直流故障抑制階段（udc=0），負電平數(shù)量都能滿足要求。同時在降直流電壓運行區(qū)間［0.5udc，udc］，橋臂電流雙向變化；而對于直流故障抑制階段，由于直流電流為0，橋臂電流理論上為閥側(cè)交流電流，周期性變化，也不存在電流單向變化情況，此時所提拓撲也滿足電容電壓均衡條件。

3 直流故障期間所提NCBTLSM 非閉鎖控制策略

所提NCBTLSM 拓撲正常運行時可等效為2 個半橋型子模塊拓撲串聯(lián)，控制系統(tǒng)與傳統(tǒng)半橋型MMC 無區(qū)別。根據(jù)圖2（a），由于其拓撲結(jié)構中存在T6，模式5、7中0電平和1電平的輸出存在冗余路徑，電容C1、C2存在并聯(lián)通路，子模塊具有內(nèi)部電容均壓特性，故僅需對一半子模塊電容電壓排序。由于D7具有單向?qū)щ娦?，當T6導通時，子模塊內(nèi)部只能實現(xiàn)C1向C2充電，保證UC1＞UC2是子模塊內(nèi)部2 個電容能夠?qū)崿F(xiàn)自均壓的前提。正常工作期間，為滿足UC1＞UC2，當橋臂電流為正時，T1、T3、T5導通，C1充電；當橋臂電流為負時，T1、T4、T6導通，C2放電。本文采用電容電壓均衡控制策略，其流程圖見附錄A圖A3。

由于半橋型子模塊不能輸出負電平，全橋+半橋型子模塊混合拓撲需要考慮故障抑制期間內(nèi)部電容電壓均衡問題。為解決此問題，可以采用諧波注入法，使橋臂電流雙向變化，進而實現(xiàn)電容電壓平衡［19］，但需要諧波指令值計算及附加控制環(huán)節(jié)。雖然所提NCBTLSM拓撲負電平輸出特性與全橋+半橋型子模塊拓撲最接近，但由1.2 節(jié)分析可知，由于其拓撲結(jié)構中多出1 條電流輸出路徑②，從而能夠保證直流故障抑制期間子模塊內(nèi)部電容電壓均衡，避免采取額外均壓控制算法。

圖3 直流故障期間所提NCBTLSM控制框圖Fig.3 Control block diagram of proposed NCBTLSM during DC fault period

對于零直流電壓控制，由于故障期間直流電壓理論為0，參考文獻［18］中雙晶閘管旁路子模塊拓撲，此時圖2 所示直流側(cè)故障回路中電阻和電感元件所在支路構成一個近似的電阻-電感一階電路，根據(jù)其響應特性，直流電流以指數(shù)規(guī)律衰減，衰減時間受初始故障電流和電路時間常數(shù)的影響。為了加快直流故障電流抑制速度，借鑒傳統(tǒng)直流輸電故障抑制思想，采用零直流電流控制，使MMC 輸出負電平，吸收故障回路能量。

4 仿真分析

在PSCAD／EMTDC 中搭建了雙端MMC-HVDC仿真模型，系統(tǒng)參數(shù)見附錄A 表A1。直流側(cè)兩極短路故障點與兩端換流站的距離為50 km，持續(xù)時間為0.5 s，在1.0 s時發(fā)生兩極短路故障。

4.1 過調(diào)制及降直流電壓下所提拓撲運行特性分析

設正常運行時調(diào)制度為0.9，根據(jù)附錄A 表A1中系統(tǒng)參數(shù)，可以計算出系統(tǒng)所需最大正電平數(shù)量為19 個（即為每相橋臂子模塊數(shù)量）。不考慮冗余配置，橋臂輸出正電平數(shù)量上限為20 個，此時調(diào)制度為1（若配置有冗余模塊則可以繼續(xù)增加調(diào)制度）。為了不超出MMC 運行范圍，在1.5 s 時交流電壓幅值調(diào)整為額定值的1.1倍，此時輸出正電平數(shù)量范圍為［0，20］個，而負電平為0。過調(diào)制運行下所提NCBTLSM 輸出特性如圖4 所示。由圖可知，a 相橋臂輸出正電平數(shù)量Na在［0，20］個之間變化，與理論分析相符。

圖4 過調(diào)制運行下所提NCBTLSM輸出特性Fig.4 Output characteristics of proposed NCBTLSM under over-modulated operation

降直流電壓運行下所提NCBTLSM 輸出特性如圖5 所示。設在2.5 s 和3.5 s 直流電壓分別降低至320 kV 和240 kV，如圖5（a）所示。由于直流電壓降低而交流電壓幅值保持不變，根據(jù)式（3）、（4），當直流電壓降低至320 kV 時，橋臂輸出的最大正、負電平數(shù)量分別為18、2 個；當直流電壓降低至240 kV時，橋臂輸出的最大正、負電平數(shù)量分別為16、4 個。由圖5（b）可知，計算結(jié)果與仿真結(jié)果相符。

圖5 降直流電壓運行下所提NCBTLSM輸出特性Fig.5 Output characteristics of proposed NCBTLSM under DC voltage decrement operation

4.2 子模塊自均壓特性分析

圖6 為所提NCBTLSM 內(nèi)部2 個電容電壓波形。由圖可知：當僅投入1 個子模塊時，由于充電時優(yōu)先投入C1，存在UC1＞UC2的情況；而當子模塊處于旁路時，2 個電容并聯(lián)，電壓相等保持不變。雖然本文僅針對一半電容的電壓進行排序，但子模塊內(nèi)部電容電壓處于合理的波動范圍，達到了子模塊內(nèi)部電容電壓均壓效果。

圖6 子模塊內(nèi)部電容電壓波形Fig.6 Voltage waveforms of interior capacitors in sub-module

4.3 直流故障期間子模塊閉鎖特性分析

直流故障期間，在橋臂直流電壓作用下續(xù)流二極管反向偏置截止，直流電流為0，各子模塊閉鎖。直流故障期間子模塊閉鎖特性分析的仿真結(jié)果如附錄A 圖A4 所示。由于直流閉鎖時所提NCBTLSM 電容并聯(lián)充電，各子模塊電容電壓波動趨勢一致，具有CDSM 特點，如圖A4（a）所示。由于HDSM 內(nèi)部電容不均衡充電，直流閉鎖時內(nèi)部電容電壓不平衡，如圖A4（b）所示。由于SDSM 雙電容串聯(lián)充電，而所提NCBTLSM 雙電容并聯(lián)充電，HDSM 單電容充電，SDSM 的抑制效果最好，如圖A4（c）所示。雖然橋臂等效電容數(shù)量相同，但由于HDSM 單電容充電，其電容電壓高于所提NCBTLSM，因而所提NCBTLSM 的抑制效果略優(yōu)于HDSM。

圖7 為采用零直流電壓控制和零直流電流控制下直流故障期間子模塊非閉鎖情況下仿真結(jié)果。故障期間利用子模塊正、負電平下雙向電流輸出能力，實現(xiàn)直流故障電流抑制，避免子模塊閉鎖，此時直流電流、電壓波形分別如圖7（a）、（b）所示。由圖可知，在直流故障期間子模塊非閉鎖情況下，由于在1.0 s時系統(tǒng)直流側(cè)輸出負電平，子模塊主動吸收故障回路中能量，此時采用零直流電流控制時子模塊的抑制速度要優(yōu)于零直流電壓控制。同時子模塊可向交流電網(wǎng)提供一定無功功率，如圖7（c）所示。對于全橋+半橋型子模塊混合拓撲，在負電平輸出期間，半橋型子模塊由于不能夠輸出負電平而必須處于旁路狀態(tài)，而所提NCBTLSM 內(nèi)部2 個電容處于周期性充、放電狀態(tài)，直流故障期間電容電壓處于合理的波動范圍，如圖7（d）所示。

圖7 所提NCBTLSM直流故障期間子模塊非閉鎖情況下仿真結(jié)果Fig.7 Simulative results of proposed NCBTLSM under non-blocking condition during DC fault period

5 結(jié)論

本文針對混合子模塊閉鎖時電容不平衡充電和串聯(lián)型拓撲單位電平所需功率器件較多的問題，研究了一種NCUTLSM。然后針對子模塊閉鎖對換流站和交流電網(wǎng)造成的不利影響以及全橋型子模塊拓撲功率器件較多的問題和全橋+半橋型子模塊混合拓撲直流故障抑制期間內(nèi)部電容不均衡充電的問題，在NCUTLSM 拓撲的基礎上設計了一種NCBTLSM 拓撲，其具有正、負電平下雙向電流輸出特性。分析了過調(diào)制運行和降直流電壓運行對NCBTLSM 輸出電平極性要求，并設計了子模塊非閉鎖控制策略，最后驗證了所提NCBTLSM 拓撲結(jié)構及控制策略在過調(diào)制和降直流電壓運行期間的運行優(yōu)勢，以及對故障期間直流電流抑制的有效性。

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