何維，朱子越，任彥，謝良波，田增山

1 引言

室內(nèi)定位服務(wù)需求正日益提高，特別是厘米級(jí)定位受到越來越多的學(xué)者關(guān)注［1，7］. 常見的室內(nèi)定位方法有位置指紋［8，10］、超帶寬（Ultra-WideBand，UWB）［11］、信號(hào)到達(dá)角度（Angle of Arrival，AoA）/信號(hào)到達(dá)時(shí)間（Time of Arrival，ToA）［12，13］、到達(dá)時(shí)間差（Time Different of Arrival，TDoA）［14］和載波相位［15，16］. 其中，位置指紋可實(shí)現(xiàn)快速定位，但構(gòu)建指紋庫較為繁瑣，受不易搬移及指紋庫更新等限制，定位精度通常在分米級(jí)到米級(jí)；UWB 有較高的時(shí)間分辨率、較強(qiáng)的穿透力和較好的抗多徑能力，但需占用較大帶寬，其較大的瞬時(shí)功率峰值也可能會(huì)影響其他通信設(shè)備，在定位時(shí)需多接收站協(xié)同，定位精度在厘米級(jí)至分米級(jí)；AoA/ToA 主要利用幾何關(guān)系實(shí)現(xiàn)定位，定位模型簡單，但需多接收站以一定幾何布局來協(xié)同定位，其定位精度受限于設(shè)備性能，通常在分米至米級(jí)；TDoA 利用信號(hào)到達(dá)不同站點(diǎn)的時(shí)間差實(shí)現(xiàn)定位，對(duì)設(shè)備性能的依靠較低，但多接收站之間需時(shí)間同步，多站布局也有一定幾何要求，定位精度通常在厘米級(jí)到分米級(jí)；載波相位主要應(yīng)用于室外衛(wèi)星定位，實(shí)時(shí)動(dòng)態(tài)（Real-Time Kinematic，RTK）載波相位差分技術(shù)［7］在室外能達(dá)到厘米級(jí)定位精度，近年來，載波相位被引入WiFi［16］、RFID（Radio Frequency Identifi?cation）［1，6］等多種室內(nèi)定位技術(shù)，相比前幾種方法，它可以提供更高定位精度，但如何快速處理相位的整周模糊度是一項(xiàng)挑戰(zhàn).

在室內(nèi)定位技術(shù)方面，RFID 作為一種非接觸式目標(biāo)識(shí)別技術(shù)，它已從最初單一的標(biāo)簽（Tag）識(shí)別功能拓展到對(duì)Tag進(jìn)行識(shí)別并定位，其擁有良好的兼容性和一定信號(hào)穿透力，目標(biāo)識(shí)別速度快，可做到收發(fā)同步，RFID 使用的無源Tag 成本極低，不用攜帶電源，耐久性高，抗污染性強(qiáng)，數(shù)據(jù)容量大，運(yùn)用范圍廣，基于RFID的室內(nèi)定位技術(shù)也成為近年的研究熱點(diǎn).

基于RFID 的載波相位室內(nèi)定位技術(shù)可以帶來更高的定位精度. Liu Tianci 等人［1］用4 個(gè)天線之間的載波相位差建立多個(gè)雙曲線，并以此實(shí)現(xiàn)了厘米級(jí)定位，但需要對(duì)雙曲線得到的多個(gè)交點(diǎn)進(jìn)行檢索；Alice Buff等人［2］與F.Bernardin 等人［3］為解決信號(hào)整周問題使用了合成孔徑雷達(dá)（Synthetic Aperture Radar，SAR）技術(shù)，定位精度可達(dá)厘米級(jí)，但在定位過程中需保持天線陣列按照規(guī)劃路徑移動(dòng)，定位周期較長，且需額外設(shè)備控制天線移動(dòng)軌跡；部署大規(guī)模Tag 陣列并利用Tag 間相位差［4］可以獲得方向信息以完成定位，但測向精度受限于Tag 陣列規(guī)模，且每個(gè)Tag 的位置和Tag 間間距都需公式嚴(yán)格計(jì)算，系統(tǒng)部署困難，靈活性差；Yang Lei 等人［5］使用了密集的虛擬天線陣列，通過計(jì)算每個(gè)天線得到的相位實(shí)現(xiàn)了毫米級(jí)定位，但構(gòu)建虛擬天線陣列需用真實(shí)天線進(jìn)行大量測量，定位計(jì)算量較大，需多套設(shè)備協(xié)同定位，還需對(duì)設(shè)備做大量的校正；Ma Yunfei［6］等人使用中國余數(shù)定理（Chinese Remainder Theorem，CRT）求解整周模糊度并實(shí)現(xiàn)了厘米級(jí)定位，但需多接收站聯(lián)合定位，部署靈活度受限；Khaldoun Alkhalifeh［17］等人使用小型圓形縫隙天線陣列組成單個(gè)接收站，利用MUSIC 算法完成對(duì)信號(hào)來波的測向，但未考慮RFID短距離通信導(dǎo)致的信號(hào)來波不平行對(duì)測向的影響，且接收站內(nèi)天線數(shù)量較多.

針對(duì)上述信號(hào)整周模糊度、系統(tǒng)實(shí)時(shí)性、定位范圍限制、部署靈活度和短距離信號(hào)來波不平行問題，本文提出一種新的基于載波相位的RFID 單站（單個(gè)接收機(jī)）高精度定位算法及系統(tǒng)，系統(tǒng)使用載波相位完成測距，并提出改進(jìn)多重信號(hào)分類（Improved MUltiple SIg?nal Classification，IMUSIC）算法克服入射信號(hào)不平行問題，接收機(jī)內(nèi)用兩根全向天線完成對(duì)目標(biāo)Tag 的定位，部署快捷，定位平均誤差在4 cm以下.

本文首先利用載波相位建立觀測方程快速求解整周，以對(duì)信號(hào)鏈路距離精確測距；其次分析了短距離通信信號(hào)來波不平行對(duì)MUSIC 算法的影響并做出改進(jìn)，消除不平行信號(hào)帶來的誤差并完成接收機(jī)內(nèi)雙天線同時(shí)測向；隨后結(jié)合載波相位測距及IMUSIC 雙角度測向?qū)崿F(xiàn)對(duì)Tag的厘米級(jí)定位；最后進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證.

2 RFID載波相位精確測距

2.1 統(tǒng)組成及功能

圖1 為本文提出的定位系統(tǒng)，其中，跳頻激勵(lì)器負(fù)責(zé)發(fā)送連續(xù)載波并與接收機(jī)同步跳頻；Tag 為RFID 標(biāo)簽，負(fù)責(zé)調(diào)制并返回自身電子產(chǎn)品代碼（Electronic Product Code，EPC）；接收機(jī)負(fù)責(zé)接收信號(hào)并與跳頻激勵(lì)器同步跳頻；交換機(jī)負(fù)責(zé)數(shù)據(jù)交互；讀寫器負(fù)責(zé)建立Tag 通信；定位服務(wù)器負(fù)責(zé)控制跳頻激勵(lì)器和接收機(jī)跳頻，完成數(shù)據(jù)處理，并實(shí)現(xiàn)測距和定位. 系統(tǒng)流程如圖2所示.

圖2 系統(tǒng)流程

2.2 基于跳頻的多載波相位測距方程

本文采用跳頻技術(shù)，接收機(jī)內(nèi)有多個(gè)天線，令共有B個(gè)頻點(diǎn)，則接收天線i在頻點(diǎn)b下接收的Tag信道狀態(tài)信息（Channel State Information，CSI）CSIi，b為：

CSIi,b=Ii,b+jQi,b（1）

其中，Ii，b與Qi，b分別表示IQ 兩路信號(hào)幅度，其對(duì)應(yīng)相位φi，b可以表示為：

φi,b=arctan(Qi,b/Ii,b) （2）

由于通信設(shè)備只能獲取0 到2π 內(nèi)的相位，無法得知信號(hào)在通信鏈路中經(jīng)歷的整周數(shù)，故用式（2）計(jì)算鏈路距離時(shí)存在整周模糊度. 令頻點(diǎn)b的載波信號(hào)從跳頻激勵(lì)器到Tag反射再到接收天線i的總鏈路中有Nb個(gè)整周，則天線i的Tag反射鏈路距離Li為：

Li=Nbλb+λbφi,b/(2π) （3）λb是頻點(diǎn)b對(duì)應(yīng)波長. 跳頻過程較快，假定Tag 位置不變，即Li不變，結(jié)合式（3），可得到不同頻點(diǎn)和天線的載波相位觀測方程組：

為對(duì)Li進(jìn)行估計(jì)，將不同頻點(diǎn)載波信號(hào)的整周數(shù)從1 開始迭代，用式（3）計(jì)算每個(gè)載波在不同整周數(shù)下得到的鏈路距離，令共檢索M個(gè)整周，將第b個(gè)頻點(diǎn)載波第m個(gè)整周計(jì)算得到的距離估計(jì)值記為Lb，m，得到如下矩陣：

根據(jù)式（4），在一次跳頻過程中所有載波真實(shí)鏈路距離都為Li，因此在檢索時(shí)，即使不同頻點(diǎn)載波的波長不同，每次迭代Lb，m不同，但所有載波的檢索結(jié)果中都會(huì)包含Li，即圖3 中虛線框標(biāo)注的一組距離估計(jì)值，而該組值為矩陣D中方差最小的一組鏈路距離組合.

圖3 鏈路距離估計(jì)

為快速確定最小方差鏈路距離組合，將矩陣D中第1行元素依次作為參考，從第2到B行中選取與之最接近的鏈路距離，得到矩陣Z，Z中每一列即是一組待選的鏈路距離組合，從得到的M組組合中選取方差最小的一組，并對(duì)該列元素求均值，將均值結(jié)果視為Li估計(jì)值.

3 基于跳頻的短距離通信精確測向

3.1 基于跳頻的IMUSIC多天線精確測向模型

對(duì)信號(hào)入射角進(jìn)行空間譜估計(jì)通常采用MUSIC 算法，但本系統(tǒng)直接使用傳統(tǒng)MUSIC 算法會(huì)存在兩個(gè)問題：（1）MUSIC 算法認(rèn)為信源中心頻率不變，但本文是跳頻系統(tǒng)；（2）MUSIC 算法認(rèn)為天線陣列中每個(gè)接收天線的信號(hào)入射角相同，在室內(nèi)環(huán)境中，由于信源較近，每根天線入射角有明顯區(qū)別，沿用上述假設(shè)會(huì)引入一定角度誤差，從而導(dǎo)致定位精度下降. 針對(duì)上述問題，本文提出IMUSIC算法.

為將IMUSIC 算法運(yùn)用于跳頻系統(tǒng)，首先考慮單頻點(diǎn)情況，即傳統(tǒng)MUSIC 算法檢索方式，信號(hào)入射場景如圖4 所示，設(shè)信源數(shù)量為1，所有天線信號(hào)入射角相同，天線間距為d，則天線1 在頻率b下t時(shí)刻收到的Tag 反射信號(hào)S1（t，b）為：

圖4 傳統(tǒng)MUSIC算法信號(hào)入射場景

S1(t,b)=A1(t)exp(-j2πbt1)+N(t) （7）

N（t）表示t時(shí)刻接收的噪聲，t1表示天線1對(duì)應(yīng)的信號(hào)飛行時(shí)間，以天線1 作為參考天線，天線i的Tag 反射信號(hào)Si（t，b）為：

令天線i的方向響應(yīng)函數(shù)Ti為：

Ti=exp[-j2π(i-1)dsinθ1/λb] （9）

圖4中所有入射角θ相同，設(shè)共有I根天線：

式（10）是θ與天線間距d構(gòu)建的方向響應(yīng)向量Tθ.設(shè)共遍歷K次θ，把θk（k∈［1，K］）構(gòu)建的方向向量記為Tθ，k，Tθ，k與傳統(tǒng)MUSIC 算法提取出的（I×（I-1））（信源數(shù)為1，故（I×（I-1）階）階噪聲矩陣N檢索結(jié)果為Uθ，k：

（·）H表示矩陣共軛轉(zhuǎn)置，Tθ，k與N越接近正交，Uθ，k值越小，傳統(tǒng)MUSIC算法通過尋找Uθ，k最小值完成角度檢索. 現(xiàn)拓展到多頻點(diǎn)情況，考慮共有B個(gè)頻點(diǎn)，構(gòu)建頻率向量F：

F=[f1,f2,…,fB] （12）

其中，fb對(duì)應(yīng)的波長為λb，用式（12）代替式（9）中的固定波長，則式（11）的方向響應(yīng)向量Tθ，k會(huì)變成方向響應(yīng)矩陣Rθ，k：

式（11）中數(shù)值Uθ，k也會(huì)變成（B×B）階矩陣Uθ，k：

Uθ，k代表θk下所有頻點(diǎn)與噪聲的正交情況. 為統(tǒng)計(jì)一個(gè)確定值作為θk檢索結(jié)果，計(jì)算Uθ，k特征值并將其提取為特征值向量，記作Qθ，k：

Qθ,k=[Q1,Q2,…,QB],|QbE-Uθ,k|=0 （15）

E為（B×B）階單位矩陣，計(jì)算：

Evaθ,k=1/|(Qθ,kQHθ,k)| （16）

將Evaθ，k作為θk的檢索結(jié)果，以實(shí)現(xiàn)對(duì)多頻點(diǎn)信源的入射角度檢索.

3.2 IMUSIC短距離通信多天線同時(shí)測向模型

針對(duì)3.1 中提出的問題2，首先分析角度誤差的產(chǎn)生. 沿用圖4 場景，以天線1 作為參考天線，天線2 與天線1的鏈路差Δd為：

Δd=dsinθ3（17）

圖4中，易證θ1=θ2=θ3，θ3、d與Δd構(gòu)成以d為斜邊的直角三角形. 在室內(nèi)場景的短距離通信中，若沿用上述假設(shè)會(huì)出現(xiàn)圖5的情況.

圖5 短距離信源場景

令各項(xiàng)參數(shù)不變，當(dāng)信源較近時(shí)，以天線1 作為參考，使用式（17）計(jì)算鏈路差Δd，同樣會(huì)得到一個(gè)角度結(jié)果θ3，但此時(shí)θ1、θ2與θ3互不相等，若繼續(xù)將d作為斜邊，估計(jì)出的入射信號(hào)會(huì)存在明顯角度偏移，角度偏移量Δθ可用下式估算：

v表示信源到天線陣列的垂直距離. 為修正該誤差，需要重新設(shè)計(jì)Δd的計(jì)算方式.

式（9）是傳統(tǒng)MUSIC 算法的方向響應(yīng)函數(shù)，該函數(shù)可以看作3步：

（1）計(jì)算天線i與參考天線（天線1）的鏈路差Δd：

Δd=(i-1)dsinθ（19）

（2）用鏈路差Δd計(jì)算天線i與參考天線的相位差Δφ：

Δφ=2πΔd/λ（20）

（3）用相位差Δφ計(jì)算天線i的Ti：

Ti=exp(-jΔφ) （21）

假設(shè)近距離信源在天線陣列左側(cè)，首先考慮雙天線情況，如圖6所示.

圖6 雙天線檢索示意圖

由于天線1 和天線2 處于同一水平線，故信源到它們的垂直距離v相同，又已知d（d小于跳頻最高頻率波長的一半），則v與θ1和θ2的關(guān)系為：

v=(v/tanθ1+d)tanθ2

=dtanθ2/(1-tanθ2/tanθ1) （22）

又Δd可表示為：

Δd=v/sinθ2-v/sinθ1

=v(1/sinθ2-1/sinθ1) （23）

將式（22）代入：

現(xiàn)在拓展到多天線情況，用天線i（i>1）的θi與θ1構(gòu)建Δdi關(guān)系式并代入式（20）與式（21），便可用多角度構(gòu)建方向相應(yīng)向量T：

T=[T1T2…Ti…TI]H（25）

式（25）中Ti=epx［-j2πΔdi/λ］，Δdi與天線i的關(guān)系為Δdi=（i-1）（1/sinθi-1/sinθ1）dtanθi/（1-tanθi/tanθ1）。引入式（13）多頻點(diǎn)情況，帶入式（14）中的方向響應(yīng)矩陣R最終為：

其中Ri，b=epx［-j2πΔdi/λb］. 由于每個(gè)Δdi只有唯一正確的值，在檢索過程中，當(dāng)出現(xiàn)某種角度組合θ=［θ1，θ2，…，θI］使式（16）中Eva 值最大，便認(rèn)為θ計(jì)算得到的所有Δdi與真實(shí)值最接近，θ中每個(gè)角度也作為相應(yīng)接收天線的入射角估計(jì)值，實(shí)現(xiàn)多天線同時(shí)測向. 當(dāng)信源位于天線陣列右側(cè)，翻轉(zhuǎn)上述關(guān)系即可.

4 相位測距與IMUSIC聯(lián)合定位算法

對(duì)本文系統(tǒng)而言，跳頻激勵(lì)器位置與接收機(jī)天線位置已知，且跳頻激勵(lì)器到Tag的鏈路為接收機(jī)內(nèi)所有天線共享，差分后的鏈路差Δd僅由Tag 至不同接收天線鏈路距離導(dǎo)致，即接收天線間Tag 反射鏈路差Δd等效于第3節(jié)中信源到各天線的鏈路差.

獲得接收天線各自的入射信號(hào)方向后，用式（22）可得到Tag到天線陣列的垂直距離，再配合天線方向角使用三角函數(shù)進(jìn)行簡單的計(jì)算，便可得到Tag對(duì)于每個(gè)天線的相對(duì)位置，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)Tag的定位.

但I(xiàn)MUSIC 算法在上述方法中仍存在兩個(gè)問題：（1）若只用雙天線進(jìn)行檢索，由于只存在一個(gè)鏈路差Δd，得到的檢索結(jié)果會(huì)是多組角度組合，這些角度組合會(huì)計(jì)算出相同的Δd，導(dǎo)致無法得到準(zhǔn)確角度以完成定位；（2）若使用I（I>2）根天線進(jìn)行多角度檢索，雖可以準(zhǔn)確得到每根天線的入射角并完成定位，但檢索過程需要考慮多角度所有組合，開銷過大，即使只用3根天線，檢索所需時(shí)間也會(huì)呈指數(shù)級(jí)增加.

為提高系統(tǒng)實(shí)時(shí)性，本文選用雙天線進(jìn)行測向，并對(duì)檢索過程進(jìn)行優(yōu)化，最后聯(lián)合載波相位測距結(jié)果實(shí)現(xiàn)定位. 優(yōu)化過程如下：

（1）假設(shè)Tag位于雙天線陣列左側(cè)；

（2）利用雙天線各自測距結(jié)果判斷假設(shè)是否成立，是則將標(biāo)志位flag置“0”，否則flag置“1”；

（3）由于假設(shè)Tag 位于天線陣列左側(cè)，根據(jù)圖6，θ1>θ2，利用此關(guān)系可以省略一半計(jì)算；

（4）設(shè)θ1的角度檢索范圍為0°到90°，檢索次數(shù)為K，令第k次檢索的θ1為θ1，k；

（5）用IMUSIC 算法計(jì)算θ1，k下，使式（16）中Eva 值達(dá)到最高的θ2，記作θ2，k；

（6）同時(shí)記錄式（22）中，用θ1，k和θ2，k得到的垂直距離v，記作vk；

（7）總共記錄K組數(shù)據(jù)，每組數(shù)據(jù)的格式為（θ1，k，θ2，k，vk）；

（8）用載波相位測距結(jié)果對(duì)K組記錄數(shù)據(jù)進(jìn)行篩選，并實(shí)現(xiàn)定位.

篩選原則為選取誤差最小的一組記錄數(shù)據(jù)作為測向結(jié)果，第k組記錄數(shù)據(jù)的誤差ek為：

其中，Gi，k表示第k組記錄數(shù)據(jù)計(jì)算得到的天線i對(duì)應(yīng)Tag 反射鏈路中，跳頻激勵(lì)器到Tag 部分的鏈路距離，Li表示天線i的載波相位測距結(jié)果，ek代表第k組記錄數(shù)據(jù)計(jì)算得到的雙天線各自鏈路距離與它們載波相位測距結(jié)果的整體誤差. 令接收機(jī)中天線i的坐標(biāo)為（xi，yi），跳頻激勵(lì)的坐標(biāo)為（xt，yt），按照?qǐng)D6 所示坐標(biāo)系，以天線1為例，則G1，k的計(jì)算方式為：

由于跳頻過程中Tag 未移動(dòng)，理論上IMUSIC 結(jié)果計(jì)算得到的鏈路距離應(yīng)與載波相位測距結(jié)果相等，故當(dāng)某組記錄數(shù)據(jù)使ek達(dá)到最小時(shí)，便認(rèn)為載波相位測距結(jié)果篩選出最優(yōu)角度組合，使用該組數(shù)據(jù)計(jì)算的Tag坐標(biāo)也最接近實(shí)際值. 設(shè)最小誤差為emin，Tag 坐標(biāo)（xtag，ytag）計(jì)算公式為：

5 測試平臺(tái)及結(jié)果

5.1 平臺(tái)搭建

圖1 系統(tǒng)框架中，跳頻激勵(lì)器由1 臺(tái)通用軟件無線電設(shè)備（Universal Software Radio Peripheral，USRP）N210與1 根全向天線VERT900 組成；接收機(jī)由2 臺(tái)USRP N210 與2 根全向天線VERT900 組成；讀寫器由Impinj R420與一根定向天線組成. 上述具體設(shè)備如圖7所示，本文實(shí)測場景如圖8所示.

圖7 設(shè)備圖

本文Tag 選用商用標(biāo)簽Impinj M4 H47；定位服務(wù)器為1 臺(tái)主機(jī)，CPU 為i7-9700，內(nèi)存16 GB，跳頻激勵(lì)器和接收機(jī)通過千兆網(wǎng)線和交換機(jī)與定位服務(wù)器交互，3臺(tái)N210 使用1 臺(tái)同步時(shí)鐘源OCTOCLOCK-G CDA-2990 完成跳頻時(shí)鐘同步，另有1 臺(tái)R420 負(fù)責(zé)與Tag 建立通信. 根據(jù)EPC G2 協(xié)議［18］，Tag 在建立通信后會(huì)無差別反射載波，這讓獲取多頻點(diǎn)信號(hào)在本系統(tǒng)上得以實(shí)現(xiàn)，但R420 支持的帶寬只有5 MHz，跳頻帶寬受限，故選用N210完成跳頻操作，又N210同時(shí)只能使用一個(gè)端口作為接收，所以采用2 個(gè)N210 模擬單接收機(jī)的雙接收通道. R420 中心頻率固定為924.125 MHz，3 臺(tái)N210 的跳頻頻段為830 MHz 到960 MHz，跳頻頻率間隔為10 MHz，跳頻時(shí)間間隔為100 ms.

圖8 實(shí)測場景圖

5.1 測試結(jié)果

接收機(jī)雙天線各自測距結(jié)果與誤差見表1.

表1 鏈路測距結(jié)果與絕對(duì)誤差(cm)

圖9 為雙天線各自測距誤差CDF 圖，其中，鏈路距離誤差在2 cm以下的占有70%.

以位置5為例，IMUSIC算法測向結(jié)果如圖10所示，測向結(jié)果是一組角度組合，即圖中高亮點(diǎn)組成的白色區(qū)域，需代入載波相位測距結(jié)果進(jìn)行篩選，篩選結(jié)果和傳統(tǒng)MUSIC測向結(jié)果見表2.

圖9 測距誤差CDF圖

圖10 雙角度檢索結(jié)果

表2 篩選結(jié)果與測向絕對(duì)誤差（°）

表2 中，Tag 位于接收機(jī)右側(cè)為正值，左側(cè)為負(fù)值，取圖6 所示的銳角，兩天線各自測向誤差CDF 圖如11所示，相對(duì)于傳統(tǒng)MUSIC 算法，IMUSIC 算法提供的測向結(jié)果更加精確，角度誤差在2°以下的占有65%，誤差最大的點(diǎn)均位于雙天線正前方.

圖11 測向誤差CDF圖

定位結(jié)果和誤差見表3.

表3 定位結(jié)果、絕對(duì)誤差(cm)

圖12 為定位誤差CDF 圖，其中誤差在3 cm 以下的占50%，5 cm 以下的占80%，最大誤差為8.6 cm，平均誤差為3.64 cm，誤差較大點(diǎn)都位于接收機(jī)正前方.

圖12 定位誤差CDF圖

就本文系統(tǒng)而言，當(dāng)Tag 位于天線陣列正前方，兩接收天線入射角之間的差距會(huì)達(dá)到最大，由此可以借助仿真模型，分析在理論情況下，本文天線陣列在不同距離可能產(chǎn)生的最大入射角絕對(duì)差距，以及在該情況下，傳統(tǒng)MUISC 算法和IMUSIC 算法的理論測向性能對(duì)比. 由于本文系統(tǒng)天線1 的檢索范圍為0°到90°，在仿真模型中，將Tag 位置保持在天線1正前方，把Tag 到天線陣列的垂直距離v從1 m 以1 m 為步進(jìn)延伸至10 m，得到的仿真結(jié)果見表4.

從仿真結(jié)果可知，IMUSIC 算法的理論測向性能優(yōu)于MUSIC 算法的理論測向性能. 當(dāng)通信距離超過5 m，天線陣列中天線1 和天線2 可能出現(xiàn)的最大入射角差距逐漸開始小于1°，傳統(tǒng)MUSIC 算法測向誤差逐漸開始小于0.5°，又實(shí)際測向中存在一定誤差，即當(dāng)通信距離超過5 m，MUSIC 算法與IMUSIC 算法的實(shí)際測向性能可視為相似.

綜合上述測距、測向、定位和仿真結(jié)果，本文載波相位測距方法可以實(shí)現(xiàn)厘米級(jí)的測距精度. 同時(shí)，在典型室內(nèi)環(huán)境中，通信距離5 m 內(nèi)的定位概率較高，其較短的通信距離會(huì)導(dǎo)致接收天線陣列的信號(hào)入射角存在一定差距，此時(shí)天線陣列入射信號(hào)不應(yīng)繼續(xù)被認(rèn)為是平行，本文提出的IMUSIC 算法利用多角度檢索解決了入射信號(hào)非平行的問題，使得其在短距離通信情況下的測向性能優(yōu)于傳統(tǒng)MUSIC 算法，最終結(jié)合載波相位測距實(shí)現(xiàn)厘米級(jí)定位精度.

表4 MUSIC算法與IMUSIC算法理論測向性能對(duì)比

表5 為IMUSIC 算法與其他基于RFID 載波相位定位算法的比較. 與文獻(xiàn)［3］和文獻(xiàn)［4］相比，本文系統(tǒng)僅采用單站雙天線設(shè)計(jì)且無需天線移動(dòng)或標(biāo)簽陣列即可達(dá)到厘米級(jí)定位，部署更加方便；且定位目標(biāo)只需攜帶RFID無源標(biāo)簽便可實(shí)現(xiàn)定位，無需其它設(shè)備或預(yù)處理，進(jìn)一步簡化了系統(tǒng)的復(fù)雜度.

表5 算法比較

6 結(jié)論

本文提出一種基于載波相位的RFID 單站高精度定位算法及系統(tǒng)，利用多載波相位快速完成了信號(hào)鏈路測距，提出IMUSIC 算法實(shí)現(xiàn)了接收機(jī)內(nèi)多天線同時(shí)測向，有效地解決了短距離通信入射信號(hào)不平行的問題. 與其他RFID 室內(nèi)定位系統(tǒng)相比，本文系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，部署靈活，跳頻激勵(lì)器、接收機(jī)和讀寫器的放置沒有幾何約束，無需構(gòu)建位置指紋庫，無需額外復(fù)雜設(shè)備，使用普通商用RFID 設(shè)備即可實(shí)現(xiàn)測距與測向，在兼顧定位實(shí)時(shí)性的同時(shí)也保證了定位精度，可適用于大部分室內(nèi)場景. 實(shí)際測試結(jié)果表明，單站系統(tǒng)可在經(jīng)典室內(nèi)環(huán)境下達(dá)到厘米級(jí)定位，定位平均誤差為3.64 cm，證明了該系統(tǒng)的有效性和實(shí)用性.

在未來計(jì)劃中，將考慮單站多天線情況下的定位場景，擬使用適當(dāng)優(yōu)化算法進(jìn)一步提升現(xiàn)有算法的定位效率，實(shí)現(xiàn)多目標(biāo)定位，并借助多天線的優(yōu)勢進(jìn)一步增加系統(tǒng)定位實(shí)時(shí)性和二維定位精度，同時(shí)對(duì)單站三維定位展開研究.