金浩哲， 陳武

(東南大學(xué)先進(jìn)電能變換技術(shù)與裝備研究所,江蘇 南京 210096)

0 引言

光伏、風(fēng)電等分布式能源及電動(dòng)汽車(chē)等直流負(fù)荷大量接入配電系統(tǒng)，對(duì)電網(wǎng)可靠性、經(jīng)濟(jì)性和高效性提出更高的要求[1—3]。相比傳統(tǒng)交流配電，直流配電能夠減少電能變換次數(shù)，便于分布式能源及直流負(fù)荷接入，降低建設(shè)成本，提高系統(tǒng)效率[4]。

隔離型DC/DC變換器能夠?qū)崿F(xiàn)電能變換和隔離，作為低壓直流(low-voltage direct current，LVDC)供電系統(tǒng)用戶側(cè)關(guān)鍵組件，可以提供電能計(jì)量、能量管理、負(fù)荷識(shí)別等功能，其效率、靈活性和可靠性面臨巨大挑戰(zhàn)[5—9]。常見(jiàn)的隔離型DC/DC變換器有移相全橋、LLC等結(jié)構(gòu)。移相全橋變換器在輕載下易丟失軟開(kāi)關(guān)，需要通過(guò)額外的輔助電路來(lái)實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)(zero voltage switching，ZVS)[10—12]。LLC諧振變換器能夠在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管ZVS和副邊整流管零電流關(guān)斷(zero current swi￣tching，ZCS)，降低開(kāi)關(guān)損耗，提高效率和功率密度，被廣泛應(yīng)用于各類(lèi)直流變換場(chǎng)合[13—15]。

氮化鎵(GaN)高電子遷移率(high electron mo￣bi￣li￣ty transistor，HEMT)晶體管擁有更高的禁帶寬度，借助高電子遷移率二維電子氣(two-dimensional electron gas，2DEG)實(shí)現(xiàn)更小的導(dǎo)通電阻、結(jié)電容和門(mén)極驅(qū)動(dòng)電荷，提高LLC諧振變換器在高頻下的效率[16—21]。文獻(xiàn)[16]設(shè)計(jì)了一款采用GaN器件LLC 諧振變換器樣機(jī)，副邊通過(guò)同步整流芯片實(shí)現(xiàn)同步整流(synchronous rectification，SR)，增加了外圍電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜性。GaN器件工作頻率高、體積小，但是門(mén)級(jí)驅(qū)動(dòng)電壓范圍窄，在實(shí)際應(yīng)用中易受到干擾，導(dǎo)致器件誤開(kāi)通或損壞。此外，GaN器件的反向?qū)▔航递^高，產(chǎn)生額外的反向?qū)〒p耗[17]。文獻(xiàn)[18]針對(duì)采用GaN器件的LLC諧振變換器，對(duì)死區(qū)時(shí)間和功率、驅(qū)動(dòng)回路布線進(jìn)行優(yōu)化，提高驅(qū)動(dòng)可靠性，但是并未給出樣機(jī)的詳細(xì)設(shè)計(jì)過(guò)程。

文中以LVDC配網(wǎng)為應(yīng)用場(chǎng)景，設(shè)計(jì)了一種基于GaN器件的隔離型DC/DC變換器。首先，分析了LLC諧振變換器的工作原理及特性。然后，根據(jù)實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)景，設(shè)計(jì)變換器的諧振參數(shù)。變換器原邊采用GaN器件，對(duì)驅(qū)動(dòng)方案和死區(qū)時(shí)間進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。變換器副邊采用金屬-氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)實(shí)現(xiàn)SR，提高變換器工作效率。最后給出了詳細(xì)的設(shè)計(jì)參數(shù)，并搭建1臺(tái)375 V/48 V/500 W，300 kHz的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證設(shè)計(jì)結(jié)果的正確性。

1 LLC諧振變換器

1.1 LLC諧振變換器工作原理

LLC諧振變換器主電路結(jié)構(gòu)見(jiàn)圖1，變換器輸入電壓為Vin，輸出電壓為Vo。原邊開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)采用半橋結(jié)構(gòu)，S1、S2為GaN器件，以50%占空比互補(bǔ)導(dǎo)通，產(chǎn)生幅值為Vin/2的方波信號(hào)，通過(guò)由諧振電感Lr、勵(lì)磁電感Lm、諧振電容Cr構(gòu)成的諧振網(wǎng)絡(luò)，經(jīng)過(guò)中心抽頭變壓器傳輸?shù)礁边?。中心抽頭變壓器與SR MOSFET構(gòu)成全波整流，經(jīng)過(guò)輸出電容Co濾波后為負(fù)載RL供電。

圖1 LLC諧振變換器Fig.1 LLC resonant converter

根據(jù)開(kāi)關(guān)頻率fs和諧振頻率fr的關(guān)系，LLC諧振變換器可分為3種工作模式[22]。3種模式的工作波形見(jiàn)圖2，其中GS1，GS2分別為開(kāi)關(guān)管S1和S2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)；vAB為半橋網(wǎng)絡(luò)A、B兩點(diǎn)間電壓；iLr為諧振電流；iLm，iLp分別為變壓器勵(lì)磁電流和原邊電流；iSR1，iSR2分別為同步整流管SR1和SR2的電流。

圖2 LLC諧振變換器工作波形Fig.2 Operation waveforms of LLC resonant converter

工作模式1：fs>fr，變換器工作波形如圖2(a)所示。此時(shí)，原邊開(kāi)關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS，副邊SR MOSFET為硬關(guān)斷，存在體二極管反向恢復(fù)問(wèn)題。

工作模式2：fs=fr，變換器工作波形如圖2(b)所示。在該模式下，原邊開(kāi)關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS，副邊電流臨界連續(xù)，實(shí)現(xiàn)ZCS。

工作模式3：fs

1.2 增益特性

采用基波近似方法(fundamental harmonic approximation，F(xiàn)HA)可以得到LLC諧振變換器的增益表達(dá)式如式(1)所示[23]。

(1)

Ln為勵(lì)磁電感與諧振電感的比值：

(2)

F為開(kāi)關(guān)頻率與諧振頻率的比值：

(3)

Q為諧振腔的品質(zhì)因數(shù)：

(4)

Rac為整流網(wǎng)絡(luò)交流等效電阻：

(5)

n為變壓器變比：

(6)

式中：Np為變壓器原邊匝數(shù)；Ns為副邊匝數(shù)。

根據(jù)式(1)可以得到變換器在Ln=4，不同Q值下的增益特性曲線，如圖3所示。根據(jù)開(kāi)關(guān)頻率和諧振網(wǎng)絡(luò)輸入阻抗，可以將增益特性曲線劃分為3個(gè)區(qū)域：區(qū)域1為感性區(qū)，M<1，對(duì)應(yīng)工作模式1；區(qū)域2同樣為感性區(qū)，M>1，對(duì)應(yīng)工作模式3；區(qū)域3為容性區(qū)，原邊開(kāi)關(guān)管工作在ZCS狀態(tài)。在開(kāi)關(guān)頻率等于諧振頻率處，即F=1時(shí)，M=1，電壓增益與負(fù)載無(wú)關(guān)，對(duì)應(yīng)工作模式2。通常選擇區(qū)域1和區(qū)域2作為變換器的工作區(qū)域，在該區(qū)域增益曲線單調(diào)遞減，同時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管的ZVS。

圖3 LLC諧振變換器增益特性(Ln=4)Fig.3 Gain characteristic of LLC resonant converter (Ln=4)

2 諧振參數(shù)設(shè)計(jì)

LVDC供電系統(tǒng)母線電壓為375 V，用戶側(cè)輸入電壓為48 V。LLC變換器的輸入電壓范圍為360～390 V，額定輸入電壓Vin=375 V，額定輸出電壓Vo=48 V，額定輸出功率Po=500 W，諧振頻率fr=300 kHz。

根據(jù)額定輸入、輸出電壓計(jì)算變壓器理論變比：

(7)

輸入電壓變化情況下，計(jì)算變換器最大增益和最小增益分別為：

(8)

(9)

式中：Vin,max，Vin,min分別為最大和最小輸入電壓。

根據(jù)變換器輸入阻抗特性，當(dāng)輸入阻抗呈感性時(shí)，變換器原邊開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS。利用最大增益可求得額定負(fù)載下滿足輸入阻抗感性的最大品質(zhì)因數(shù)為：

(10)

在設(shè)計(jì)過(guò)程中，Q須小于Qmax，以保證變換器原邊開(kāi)關(guān)管能實(shí)現(xiàn)ZVS且達(dá)到所需增益。Ln會(huì)影響變換器的開(kāi)關(guān)頻率調(diào)節(jié)范圍，過(guò)小的Ln會(huì)導(dǎo)致變換器開(kāi)關(guān)頻率調(diào)節(jié)范圍過(guò)大，不利于磁性元件的設(shè)計(jì)。此外，在相同Q值下，較大的Ln有利于減小勵(lì)磁電感，從而降低環(huán)流，提高變換器的效率[24]。

為了實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管的ZVS，對(duì)于圖1所示的半橋結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器，Lm須滿足：

(11)

式中：Ts為開(kāi)關(guān)周期；Td為原邊開(kāi)關(guān)管的死區(qū)時(shí)間；Cpri,oss為原邊開(kāi)關(guān)管的輸出電容；Csec,oss為副邊開(kāi)關(guān)管的輸出電容；N為副邊開(kāi)關(guān)管并聯(lián)數(shù)；Cw為變壓器繞組寄生電容。綜合考慮，選擇Ln=6，Q=0.55，求解可得Lr=17.16 μH，Cr=16.4 nF，Lm=103 μH。諧振電感與變壓器采用分立設(shè)計(jì)，諧振電容使用2個(gè)630 V/8.2 nF薄膜電容并聯(lián)實(shí)現(xiàn)。

3 變換器優(yōu)化設(shè)計(jì)

3.1 驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)

采用650 V高壓增強(qiáng)型GaN HEMT晶體管作為變換器原邊開(kāi)關(guān)管。GaN HEMT的最大驅(qū)動(dòng)電壓為-10 V/+7 V，相比傳統(tǒng)硅(Si) MOFET，驅(qū)動(dòng)電壓裕量較小，在高頻情況下易受到電路寄生參數(shù)影響，導(dǎo)致器件誤導(dǎo)通或損壞。在實(shí)際應(yīng)用中，可以利用器件的源極檢測(cè)(source sense，SS)引腳，將器件的門(mén)級(jí)和源極與驅(qū)動(dòng)芯片單點(diǎn)連接，降低走線和功率回路對(duì)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的干擾。實(shí)際所采用的驅(qū)動(dòng)電路如圖4所示。其中，RGon為驅(qū)動(dòng)電路開(kāi)通電阻；RGoff為驅(qū)動(dòng)電路關(guān)斷電阻；D為漏極；G為門(mén)級(jí)；S為源極。

圖4 GaN驅(qū)動(dòng)電路Fig.4 Gate driver for GaN

GaN HEMT可以通過(guò)負(fù)壓保證可靠關(guān)斷。相比于Si MOSFET，GaN HEMT的米勒電容Cgd非常小，配合負(fù)壓關(guān)斷以及較小的關(guān)斷電阻，關(guān)斷過(guò)程幾乎不存在米勒平臺(tái)[25]。關(guān)斷過(guò)程中，門(mén)級(jí)電壓vgs迅速下降至溝道閾值電壓vgs(th)，在vds變化的過(guò)程中，2DEG耗盡，使得GaN HEMT輸出電容Coss中存儲(chǔ)的能量不全通過(guò)溝道耗散，降低關(guān)斷損耗。然而，LLC變換器原邊開(kāi)關(guān)管存在續(xù)流階段。GaN HEMT結(jié)構(gòu)具有對(duì)稱性，續(xù)流階段諧振電流為Cgd充電，當(dāng)vgd大于反向?qū)ㄩ撝惦妷篤gd(th)時(shí)，GaN HEMT導(dǎo)通。GaN HEMT的反向?qū)Ｐ涂杀硎緸椋?/p>

vsd=Vgd(th)-Vdri(off)+IdRsd(on)

(12)

式中：Id為漏極電流；Vdri(off)為關(guān)斷電壓；Rsd(on)為反向?qū)〞r(shí)的導(dǎo)通電阻，其大小與溫度成正相關(guān)。由式(12)可見(jiàn)，采用負(fù)壓關(guān)斷會(huì)增大續(xù)流階段GaN HEMT的vsd壓降，導(dǎo)致額外的反向?qū)〒p耗。在本設(shè)計(jì)中，采用0 V/+6 V的驅(qū)動(dòng)電壓，以獲得更好的反向?qū)ㄌ匦訹26]。

LLC變換器的死區(qū)時(shí)間會(huì)影響其工作特性。過(guò)小的死區(qū)時(shí)間會(huì)增大變換器的勵(lì)磁電流，產(chǎn)生額外的導(dǎo)通損耗；過(guò)大死區(qū)時(shí)間則會(huì)增大反向?qū)〒p耗，在重載或啟動(dòng)階段出現(xiàn)諧振腔輸入電壓跌落，導(dǎo)致變換器異常工作[27]。實(shí)際采用150 ns的死區(qū)時(shí)間，在實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管ZVS的同時(shí)降低反向?qū)〒p耗。

3.2 SR

SR通過(guò)采用低導(dǎo)通電阻的MOSFET來(lái)降低整流時(shí)的導(dǎo)通損耗。變換器副邊SR MOSFET采用Infineon的BSC110N15NS5，2個(gè)MOSFET并聯(lián)以降低導(dǎo)通損耗。LLC諧振變換器的SR MOSFET通常有2種驅(qū)動(dòng)方式。一種通過(guò)檢測(cè)副邊電流實(shí)現(xiàn)，當(dāng)副邊電流大于驅(qū)動(dòng)閾值時(shí)，SR MOSFET導(dǎo)通；另一種通過(guò)檢測(cè)SR MOSFET兩端電壓實(shí)現(xiàn)。

為了降低設(shè)計(jì)的復(fù)雜性，文中利用控制器直接驅(qū)動(dòng)副邊SR MOSFET。由變換器工作原理可知，如圖2(c)所示，當(dāng)fsfr時(shí)，原邊開(kāi)關(guān)管與副邊SR MOSFET可同時(shí)開(kāi)通關(guān)閉。輕載時(shí)，變換器波形如圖5所示。在t0—tx1，t4—tx2時(shí)間段內(nèi)，變壓器原邊電壓|vp(t)|<|nVo|，副邊整流二極管截止，此時(shí)若開(kāi)通SR MOSFET，會(huì)出現(xiàn)功率回流現(xiàn)象，因此在輕載下須閉鎖副邊SR MOSFET驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

圖5 LLC諧振變換器輕載工作波形Fig.5 Operation waveforms of LLC resonant converter under light load condition

3.3 諧振元件

根據(jù)式(7)計(jì)算可得變壓器匝比n=3.9，Lm=103 μH。選用PQ32/25型磁芯，有效截面積Ae,T=161 mm2，磁芯材料選擇適用于300～1 000 kHz的TP5型錳鋅鐵氧體。變壓器工作頻率較高，磁材的工作磁密受到磁芯損耗的限制，設(shè)計(jì)時(shí)選擇雙邊工作磁密ΔB=140 mT。變壓器副邊匝數(shù)為：

(13)

實(shí)際取Ns=4，原邊匝數(shù)Np=16。磁芯氣隙為：

(14)

式中：μ0為真空磁導(dǎo)率，μ0=4π×10-10H/mm。

電流密度選擇5 A/mm2，考慮集膚效應(yīng)，變壓器原邊采用直徑0.1 mm、77股三層絕緣線繞制，副邊采用直徑0.2 mm、50股漆包線繞制。變壓器副邊為中抽結(jié)構(gòu)，2個(gè)繞組交替工作。副邊2個(gè)中抽繞組與原邊繞組間幾何中心距離的偏差會(huì)引起漏感不平衡現(xiàn)象，導(dǎo)致變換器正負(fù)半周諧振頻率不同，影響變換器增益和原邊開(kāi)關(guān)管的ZVS實(shí)現(xiàn)[28]。在設(shè)計(jì)中，副邊繞組采用雙線并繞，原副邊采用原-副-原夾繞，減小漏感的不平衡。

諧振電感采用PQ20/20型磁芯，有效截面積Ae,Lr=64.81 mm2，磁芯材料同樣為T(mén)P5，采用直徑0.1 mm、77股三層絕緣線繞制，諧振電感的匝數(shù)為：

(15)

實(shí)際取電感匝數(shù)NLr=15，磁芯氣隙為：

(16)

可采用分布?xì)庀叮档瓦吘壭?yīng)帶來(lái)的額外交流損耗。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論分析的正確性，文中搭建了1臺(tái)375 V/48 V/500 W LLC諧振變換器樣機(jī)，樣機(jī)主要參數(shù)如表1所示，主要元器件如表2所示。LLC諧振變換器樣機(jī)實(shí)物如圖6所示，變換器尺寸為99 mm×60 mm×30 mm，功率密度為2.81 W/cm3。

表1 LLC變換器主要參數(shù)Table 1 Main parameters of LLC resonant converter

表2 LLC變換器主要元器件Table 2 Main components of LLC resonant converter

圖6 LLC諧振變換器樣機(jī)Fig.6 Prototype of LLC resonant converter

圖7為變換器額定輸入電壓，輕載、半載以及滿載情況下原邊開(kāi)關(guān)管S1的驅(qū)動(dòng)電壓波形vgs、漏源電壓波形vds和諧振電流波形iLr。變換器沒(méi)有明顯的諧振電流不對(duì)稱。不同負(fù)載下，開(kāi)關(guān)管的vds下降為零時(shí)，vgs才開(kāi)始上升，實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管的ZVS。

圖7 Vin=375 V時(shí)不同負(fù)載下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms with different load conditions at Vin=375 V

圖8為額定輸入電壓，不同負(fù)載情況下LLC諧振變換器的效率曲線。在50%～100%負(fù)載范圍內(nèi)，變換器效率均較高，最高效率為97.6%。在相同開(kāi)關(guān)頻率和諧振參數(shù)下，若原邊開(kāi)關(guān)管使用傳統(tǒng)Si MOSFET，實(shí)驗(yàn)得到滿載效率為96.5%。采用GaN器件可以進(jìn)一步提升變換器的效率，降低散熱需求。

圖8 不同負(fù)載下變換器的效率Fig.8 Efficiency of the converter at different load conditions

5 結(jié)語(yǔ)

文中以LVDC配電系統(tǒng)為背景，采用GaN器件和LLC諧振變換器拓?fù)?，設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于用戶側(cè)LVDC負(fù)荷的隔離型DC/DC變換器。

(1) 根據(jù)LLC諧振變換器的工作特性，合理選擇諧振參數(shù)以實(shí)現(xiàn)變換器原邊開(kāi)關(guān)管的ZVS。

(2) 分析了LLC應(yīng)用中GaN器件的工作特性，對(duì)驅(qū)動(dòng)電壓和死區(qū)時(shí)間進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，采用0 V/ +6 V驅(qū)動(dòng)電壓降低變換器反向續(xù)流階段的損耗。通過(guò)SR，降低副邊整流損耗。

(3) 變壓器采用原副邊繞組夾繞和副邊繞組交錯(cuò)并繞的結(jié)構(gòu)減小正負(fù)半周漏感不平衡，保證原邊開(kāi)關(guān)管的軟開(kāi)關(guān)特性。

最后搭建了1臺(tái)375 V/48 V/500 W，300 kHz的LLC諧振變換器樣機(jī)，最高效率達(dá)到97.6%。相比傳統(tǒng)Si器件可以提升約1%的效率。