申宏偉，張昊東，萬志華，曹 帥

（北京航天發(fā)射技術(shù)研究所，北京 100076）

0 引 言

基于LLC諧振拓撲的DC-DC變換器具有效率高、功率密度高和電磁干擾小等優(yōu)點，在通信電源、鋰電池充電器、PC電源等領(lǐng)域得到了較為廣泛的應(yīng)用[1-3]。然而，由于其具有增益-頻率敏感性，因此不適用于寬輸入或者寬輸出電壓范圍的場合。針對這個問題，可以從硬件和軟件兩方面考慮。從硬件上考慮，可以通過在基本的LLC諧振拓撲的基礎(chǔ)上增加輔助電路或采用串并聯(lián)等組合形式，生成衍生變形拓撲，但是這樣會增加硬件的復(fù)雜度，使可靠性有所降低，同時產(chǎn)品的硬件成本也不可避免地有所增長。而從軟件上考慮，可以單純通過優(yōu)化控制算法，從而提高采用LLC諧振拓撲的DC-DC變換器在寬電壓范圍應(yīng)用場合時的性能和適應(yīng)性，這類方法不增加硬件復(fù)雜度和成本[4-6]。本文依據(jù)第二種解決思路，提出一種基于移相-變頻協(xié)同控制的全橋型LLC諧振DC-DC變換器，實現(xiàn)了在寬電壓范圍內(nèi)的性能優(yōu)化。

1 系統(tǒng)組成

功率主電路采用基本的四開關(guān)全橋型LLC諧振拓撲，實現(xiàn)DC到DC的變換，其硬件組成如圖1所示。4個功率開關(guān)管Q1-Q4組成全橋開關(guān)網(wǎng)絡(luò)，將輸入直流電壓Uin斬波形成高頻交流PWM電壓提供給諧振腔，圖中D1～D4為功率開關(guān)管內(nèi)部寄生的體二極管，Cds1～Cds4為開關(guān)管漏極和源極之間的結(jié)電容。Lr、Lp和Cr分別是串聯(lián)的諧振電感、并聯(lián)的諧振電感和諧振電容，三者組成LLC諧振腔。T為高頻功率變壓器，將變壓器原邊和變壓器副邊進行了電氣隔離，同時對兩側(cè)電壓幅值依照線圈匝比進行了比例變換。整流二極管DR1-DR4和濾波電容CO組成全橋整流濾波電路，將變壓器副邊輸出的交流PWM電壓整形，濾除交流分量，輸出更加平穩(wěn)規(guī)則的直流電壓UO，提供給負載RLd。

2 工作原理

為了在寬電壓范圍內(nèi)優(yōu)化LLC諧振變換器的性能，需要保證：原邊開關(guān)管工作在ZVS開通模式，從而消除開通損耗；副邊整流二極管工作在ZCS關(guān)斷模式，從而消除反向恢復(fù)損耗；使原邊開關(guān)管關(guān)斷時的電流盡量小，從而減小關(guān)斷損耗。為了達到上述目的，需控制全橋LLC諧振變換器工作在臨界導(dǎo)通模式，即副邊整流二級管電流處于連續(xù)和斷續(xù)之間的臨界狀態(tài)。

在臨界狀態(tài)下，忽略死區(qū)時間，根據(jù)四開關(guān)全橋型LLC諧振拓撲的工作原理，可將其半個周期的工作過程劃分為3個主要模態(tài)，如圖2所示。對每個模態(tài)分別建立數(shù)學(xué)方程，并根據(jù)模態(tài)間的轉(zhuǎn)換關(guān)系和電路的對稱性，確定方程的初始和結(jié)束條件。

2.1 模態(tài)1 （t0～t1階段）

Q1和Q3開通，Q2和Q4關(guān)斷，變壓器副邊電流從0開始增加，等效電路如圖2中（a）所示。

根據(jù)電路建立方程組：

初始條件：

解得：

其中：

2.2 模態(tài) 2（t1～t2）

t1時刻Q2開通，Q1關(guān)斷，進入到移相區(qū)的工作階段，等效的電路如圖2（b）所示。設(shè)移相角位θ，續(xù)流角為α，則：

模態(tài)2方程組：

初始條件：

解得：

其中：

2.3 模態(tài)3（t2～t3階段）

t2時刻，Q3關(guān)斷，Q4開通，t3時刻變壓器副邊電流降為0，等效電路如圖2（c）所示。

圖2 臨界模式等效電路圖

初始條件：

解得：

其中：

根據(jù)電路的對稱性，終值條件為：

在Matlab中對上述方程組進行數(shù)值求解，求得開關(guān)頻率與移相值的對應(yīng)關(guān)系如圖3所示，將得到的結(jié)果整理成兩個下標(biāo)一一對應(yīng)的數(shù)組，寫入程序中作為生成PWM信號的控制表格。

圖3 開關(guān)頻率與移相角的對應(yīng)關(guān)系

3 控制程序設(shè)計

環(huán)路控制部分采用典型的內(nèi)外雙環(huán)的控制架構(gòu)，如圖4所示，電流環(huán)為外環(huán)，輸出電流反饋值和參考電流值做差之后經(jīng)過電流環(huán)PI計算，輸出作為電壓環(huán)參考值。電壓環(huán)為內(nèi)環(huán)，將電流環(huán)輸出作為電壓設(shè)定值，與輸出電壓反饋值做差之后經(jīng)過電壓環(huán)PI計算生成控制量，以控制量作為指針，進行查表計算，生成對應(yīng)開關(guān)頻率和移相值的PWM信號，從而控制全橋LLC工作，實現(xiàn)恒壓或恒流控制。

圖4 環(huán)路控制示意圖

控制核心采用F28335，在定時中斷中進行環(huán)路計算和PWM控制，中斷程序流程圖如圖5所示。

圖5 中斷程序流程

控制器產(chǎn)生PWM信號的工作原理如圖6所示，PWM1輸出兩路互補信號PWM1A和PWM1B用來驅(qū)動滯后橋臂的兩個開關(guān)管。PWM2輸出兩路互補信號PWM2A和PWM2B，用來驅(qū)動超前橋臂的兩個開關(guān)管。周期寄存器和相位寄存器啟用影子寄存器功能，在PWM1的更新事件發(fā)生時，程序中寫入新的周期值和移相值。在PWM2的下次更新事件發(fā)生時，PWM2的新周期值寫入到影子寄存器，PWM2的周期值更新。在PWM1的下次更新事件發(fā)生時，PWM1的周期值、PWM1和PWM2之間的移相值更新。

圖6 產(chǎn)生PWM信號的原理示意圖

4 仿真驗證

在電路仿真軟件中搭建仿真模型，功率電路仿真模型如圖7所示，驅(qū)動電路仿真模型圖8所示。帶移相和死區(qū)的4路PWM信號仿真結(jié)果如圖9所示。LLC諧振腔電流波形和開關(guān)管漏極和源極之間的電壓波形仿真結(jié)果如圖10所示。

圖7 功率電路仿真模型

圖8 驅(qū)動電路仿真模型

圖9 帶移相和死區(qū)的四路PWM信號仿真結(jié)果

圖10 LLC諧振腔電流波形和開關(guān)管DS電壓波形仿真結(jié)果

5 實驗驗證

在理論分析和仿真驗證的基礎(chǔ)上，制作了一臺工程實驗樣機，額定輸入電壓360 V，額定輸出電壓350 V，輸出調(diào)壓范圍200～400 V，額定輸出電流30 A。在額定條件下，用示波器測量4路 MOSFET的驅(qū)動信號如圖11所示，測得諧振腔電流與MOSFET漏極和源極之間電壓如圖12所示。在目標(biāo)范圍內(nèi)，調(diào)節(jié)輸出電壓，用示波器觀察，全橋LLC諧振變換器始終工作在臨界模式附近。樣機測試結(jié)果表明，基于移相-變頻協(xié)同控制的全橋型LLC諧振DC-DC變換器的實際工作狀態(tài)與理論分析和仿真分析結(jié)果相符，實現(xiàn)了在寬電壓范圍內(nèi)的可靠工作和性能優(yōu)化。

圖11 四路驅(qū)動信號測試波形

圖12 功率電路測試波形

6 結(jié) 論

提出了一種基于移相-變頻協(xié)同控制的全橋型LLC諧振DC-DC變換器，介紹了變換器的工作原理，硬件組成、控制程序流程和控制策略。在仿真軟件中搭建了電路模型，運行仿真程序，驗證了理論分析的可行性。最后，在理論分析和仿真分析的基礎(chǔ)上，制作了工程實驗樣機，并進行了測試驗證。樣機實測的結(jié)果可以表明，基于移相和變頻混合控制的全橋LLC諧振變換器能夠在寬電壓范圍內(nèi)正常穩(wěn)定工作，符合設(shè)計預(yù)期。