齊 磊，趙 舒，張寧欣，曹軼男，韓 錚

(1.遼寧省安全科學(xué)研究院，遼寧 沈陽 110004；2.國網(wǎng)遼寧省電力有限公司資金集約中心，遼寧 沈陽 110004；3.華電能源股份有限公司齊齊哈爾熱力分公司，黑龍江 齊齊哈爾 161000)

近年來由于科技飛速發(fā)展，電力系統(tǒng)的負(fù)荷結(jié)構(gòu)發(fā)生了較大變化。大量非線性負(fù)荷引發(fā)了電網(wǎng)電壓的波動(dòng)、畸變、失衡等電能質(zhì)量問題。隨著我國工業(yè)自動(dòng)化水平的提高，很多精密自動(dòng)化設(shè)備對(duì)電能質(zhì)量非常敏感，而電能質(zhì)量問題的出現(xiàn)在不同程度上引發(fā)這些設(shè)備的運(yùn)行障礙。因此，電能質(zhì)量的監(jiān)測(cè)、分析與治理已成為電能供應(yīng)與利用領(lǐng)域的重要課題[1]。在檢驗(yàn)電能質(zhì)量分析理論的正確性或者研發(fā)電能質(zhì)量治理裝置時(shí)，都需要電力擾動(dòng)發(fā)生裝置來提供擾動(dòng)信號(hào)源,電力擾動(dòng)發(fā)生裝置還可以對(duì)電力設(shè)備在擾動(dòng)工況下的工作特性進(jìn)行測(cè)試。目前，國內(nèi)外電力擾動(dòng)發(fā)生裝置的研究趨勢(shì)正在向靈活性、可調(diào)節(jié)性、高精度等方向發(fā)展。

國內(nèi)傳統(tǒng)晶閘管可控電抗器型電力擾動(dòng)發(fā)生裝置存在大量吸收無功的問題且擾動(dòng)類型較少。國外電力擾動(dòng)發(fā)生裝置多采用移相電路調(diào)節(jié)變壓器抽頭的方式來產(chǎn)生擾動(dòng)，這類裝置具備成本低、工作穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)，但是存在設(shè)置不便、擾動(dòng)類型單一等問題。如美國亞利桑那大學(xué)的George Karady博士研發(fā)的電力擾動(dòng)發(fā)生裝置[2]，利用模擬移相電路控制線路開關(guān)與變壓器抽頭，裝置只能實(shí)現(xiàn)電壓暫降波形，無法做到連續(xù)調(diào)整。同步調(diào)相機(jī)可較為方便的實(shí)現(xiàn)電力擾動(dòng)發(fā)生，但是質(zhì)量與體積限制了其應(yīng)用范圍。隨著電力電子技術(shù)發(fā)展，電力電子變流裝置的靈活性強(qiáng)、可靠性高等優(yōu)勢(shì)日益凸顯出來。華北電力大學(xué)電能質(zhì)量實(shí)驗(yàn)室采用不可控電壓源型逆變器(voltage source inverter,VSI)實(shí)現(xiàn)了電力擾動(dòng)發(fā)生[3]，擾動(dòng)裝置具備控制靈活、類型豐富等優(yōu)點(diǎn)。但是，整流單元不可控一方面降低了直流電壓的穩(wěn)定度，另一方面還向電網(wǎng)注入了諧波電流。

本文針對(duì)以往電力擾動(dòng)發(fā)生裝置存在的不足，提出了將電壓源型變流器(voltage vource converter，VSC)應(yīng)用于電力擾動(dòng)發(fā)生裝置的構(gòu)想。首先介紹了主電路參數(shù)的選擇方法，對(duì)基于直流電壓穩(wěn)定的功率控制器進(jìn)行討論；最后經(jīng)仿真與試驗(yàn)驗(yàn)證結(jié)論。結(jié)果表明，該裝置工作性能良好且穩(wěn)定，具備工程應(yīng)用的潛力。

1 裝置結(jié)構(gòu)

VSC型電力擾動(dòng)發(fā)生裝置的結(jié)構(gòu)如圖1所示，可控整流器將交流電壓變換為高精度直流電壓源，逆變器控制產(chǎn)生指定擾動(dòng)電壓波形作用于負(fù)荷。

圖1 裝置結(jié)構(gòu)

1.1 三相靜止abc數(shù)學(xué)模型

首先做出假設(shè)：①三相無窮大電源理想對(duì)稱；②理想功率開關(guān)，忽略開關(guān)延遲。單側(cè)VSC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2中：Esa,Esb,Esc為交流電源電壓；ia,ib,ic為交流輸入電流；Ua,Ub,Uc為變流器交流測(cè)出口電壓；is為整流器側(cè)直流電流，idc為直流電容電流；iL為負(fù)載電流；R為等效電阻；L為交流濾波電抗；C為直流側(cè)電容；Udc為直流電容電壓；g1-g6為功率開關(guān)觸發(fā)脈沖信號(hào)。

圖2 單側(cè)VSC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

變流器的數(shù)學(xué)模型為[4]

(1)

1.2 交流側(cè)電感設(shè)計(jì)

由式(1)得出交流側(cè)等效電路如圖3所示。由于濾波電感對(duì)高頻電流分量存在抑制作用，因此變流器出口只考慮其基波分量；濾波電感存儲(chǔ)了無功功率，無功功率在三相間流動(dòng)，在裝置容量一定時(shí)，大量的無功會(huì)減小有功功率向負(fù)荷的傳輸，降低了裝置的效率，因此濾波電感的選擇存在上限；濾波電感也起到抑制電流突變的作用，以防止濾波電感過壓，因此濾波電感的選擇存在下限。

圖3 交流側(cè)等效電路

濾波電感取值限制定義如下[5]。

a.穩(wěn)態(tài)有功傳輸能力指標(biāo)。電感電壓一般不大于交流電源額定電壓的10%，這反映了直流電容電壓的穩(wěn)定能力。

b.暫態(tài)運(yùn)行性能。一個(gè)控制周期內(nèi)電流變化量小于交流側(cè)額定電流的10%，這反映其暫態(tài)工況約束。

c.濾波性能電流畸變率(total harmonic distortion,THD)≤5%，以減小裝置對(duì)電網(wǎng)的諧波污染。

按上述指標(biāo)得到電感選擇為

(2)

式中：PL為指標(biāo)與裝置容量；Ts為控制周期；cosφ為功率因數(shù)；ω為角頻率。

1.3 直流側(cè)電容設(shè)計(jì)

式(1)表明增大直流側(cè)電容C可以減小電壓的波動(dòng)，但是限于裝置的體積與研發(fā)的成本，C又不能選擇過大。引起直流側(cè)電壓波動(dòng)的主要原因是整流器與逆變器瞬時(shí)功率差，在測(cè)試設(shè)備時(shí)，功率變化最大時(shí)刻發(fā)生在加載的瞬間，直流側(cè)電容的功率突然由零變?yōu)镻；而在實(shí)驗(yàn)室進(jìn)行電能質(zhì)量問題研究時(shí)，還有可能出現(xiàn)功率倒灌的情況，即逆變器由吸收最大功率-Pmax突然變?yōu)榛仞佔(zhàn)畲蠊β蔖max，由此引起直流側(cè)電壓波動(dòng)最為劇烈。定義在一個(gè)控制周期內(nèi)直流側(cè)電壓波動(dòng)率在10%的指標(biāo)，根據(jù)電容元件的特性，電容C的取值為

(3)

1.4 擾動(dòng)負(fù)荷選擇的約束

在保持直流側(cè)電壓穩(wěn)定的前提下，擾動(dòng)負(fù)荷的選擇是有局限的。當(dāng)負(fù)荷容量超出裝置容量時(shí)，直流側(cè)電壓將不再穩(wěn)定，出現(xiàn)電壓跌落。此外，電流大小也不應(yīng)超過功率開關(guān)的最大允許電流，否則會(huì)燒壞器件。因此，負(fù)荷的最小值受到上述2方面的約束，如式(4)所示。

(4)

式中：Smax為交流電源的容量；Imax為功率開關(guān)通過的最大電流。

2 裝置控制器設(shè)計(jì)

2.1 dq坐標(biāo)系下動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型

對(duì)于三相對(duì)稱電源，令d軸與空間合成矢量重合，q軸超前d軸π/2，則Esd=Um，Esq=0，得到整流器在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的基爾霍夫方程與功率方程分別如式(5)、式(6)所示。

(5)

(6)

式中:id，iq為dq軸電流；md，mq為dq軸功率開關(guān)函數(shù)。

整流器以控制直流側(cè)電壓穩(wěn)定為目標(biāo)，其本質(zhì)是控制電源向直流側(cè)電容注入的有功功率。按照式(6)設(shè)計(jì)功率控制器，交流側(cè)電源注入VSC的有功功率與無功功率分別與dq軸電流成正比，由此確定直接電流控制方案。

2.2 狀態(tài)反饋線性化解耦方法

由式(5)可知，id與iq之間存在耦合，即P與Q之間存在耦合，這樣給控制器設(shè)計(jì)帶來了極大的不便。非線性狀態(tài)反饋線性化理論是解決這一問題的強(qiáng)有力工具[6-7]，反饋線性化通過坐標(biāo)變換和狀態(tài)反饋使非線性系統(tǒng)在大范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)線性化，在多輸入多輸出系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)線性化的同時(shí)，滿足解耦控制的需要。

解耦可控線性系統(tǒng)狀態(tài)方程與輸出方程為

(7)

狀態(tài)量z1,z2分別等于id,iq。根據(jù)最優(yōu)控制理論，確定新的輸入變量υ1,υ2與狀態(tài)變量存在的關(guān)系為

(8)

由式(7)、式(8)可以看出，給定一組dq軸電流的參考值idref與iqref，即得到一組輸出變量id和iq，進(jìn)而達(dá)到直接控制電流的目的。由此推導(dǎo)出功率開關(guān)函數(shù)md和mq如式(9)所示，其通過正弦脈寬調(diào)制(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)技術(shù)作用于功率開關(guān)。

(9)

2.3 控制器動(dòng)態(tài)性能優(yōu)化

由式(7)可知，電流閉環(huán)傳遞函數(shù)為一階慣性環(huán)節(jié)，具有良好的動(dòng)態(tài)性能。在實(shí)際裝置中，由于數(shù)字化處理器的參與，延遲效應(yīng)是不可避免的；此外，交流側(cè)等效電阻在裝置運(yùn)行中也會(huì)產(chǎn)生變化。上述2點(diǎn)都會(huì)對(duì)控制器性能帶來影響，本文采用PI校正環(huán)節(jié)來提高控制器的動(dòng)態(tài)性能。

計(jì)及電阻參數(shù)擾動(dòng)與系統(tǒng)延遲環(huán)節(jié)的電流控制動(dòng)態(tài)結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4 電流環(huán)動(dòng)態(tài)結(jié)構(gòu)

忽略高次項(xiàng)，得到其開環(huán)傳遞函數(shù)為

(10)

采用零極點(diǎn)對(duì)消的方法，利用PI校正環(huán)節(jié)的零點(diǎn)消去由電阻參數(shù)擾動(dòng)引發(fā)的極點(diǎn)，以抵消其帶來的影響，并取最佳阻尼比ξ=0.707，得到電流環(huán)PI校正環(huán)節(jié)整定為

(11)

直流側(cè)電容電壓與交流電源注入VSC的有功功率有關(guān)。根據(jù)式(6)在d軸電流環(huán)外加直流側(cè)電壓環(huán)控制并附加PI校正環(huán)節(jié)，構(gòu)成雙閉環(huán)系統(tǒng)。其動(dòng)態(tài)結(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖5 電壓環(huán)動(dòng)態(tài)結(jié)構(gòu)

系統(tǒng)包含了給定直流側(cè)電壓和負(fù)載干擾電流2部分響應(yīng)。根據(jù)終值定理，該系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差為

(12)

由此可見，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差不受負(fù)載干擾電流影響，穩(wěn)態(tài)時(shí)無靜差。電壓閉環(huán)特征方程為

(13)

對(duì)于高階系統(tǒng)，為了得到所需要的動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能，在工程上通常的處理方法是將其中2個(gè)極點(diǎn)配置為1對(duì)共軛極點(diǎn)，另外2個(gè)極點(diǎn)配置在距虛軸很遠(yuǎn)的地方(一般n取10)[8]。系統(tǒng)期望的特征方程為

(14)

對(duì)比式(13)與式(14)，得到電壓環(huán)PI校正環(huán)節(jié)整定后參數(shù)為

(15)

3 仿真算例分析

3.1 仿真算例參數(shù)

經(jīng)過主電路參數(shù)設(shè)計(jì)和PI控制器整定計(jì)算，裝置主電路參數(shù)如表1所示，控制器仿真參數(shù)如表2所示。

表1 主電路參數(shù)

表2 控制器仿真參數(shù)

3.2 控制器性能驗(yàn)證

在MATLAB/Simulink環(huán)境下搭建雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電流和電壓的單位階躍響應(yīng)波形如圖6所示。電流經(jīng)過4 ms完成跟蹤，與理論值基本一致，超調(diào)很小且穩(wěn)態(tài)時(shí)無靜差；直流側(cè)電壓經(jīng)過100 ms達(dá)到穩(wěn)態(tài)值700 V，且穩(wěn)態(tài)時(shí)無靜差，超調(diào)量7%。動(dòng)態(tài)性能滿足指標(biāo)，仿真結(jié)果驗(yàn)證了控制器設(shè)計(jì)的正確性。

(a) 電流環(huán)單位階躍響應(yīng)波形

(b) 電壓環(huán)單位階躍響應(yīng)波形圖6 控制器性能驗(yàn)證

3.3 裝置仿真研究

圖7驗(yàn)證了整流器的工作性能。整流器空載運(yùn)行工況下，在0.2 s時(shí)控制交流系統(tǒng)流入整流器的無功功率由0躍變至20 kvar，即Qref=20 kvar，經(jīng)5 ms左右功率完成跟蹤，如圖7(a)所示；無功功率躍變并未對(duì)直流側(cè)電壓穩(wěn)定造成影響，如圖7(b)所示；圖7(c)為交流側(cè)電壓電流波形，可以看出其相差90o的相位關(guān)系；圖7(d)為交流側(cè)電流頻譜圖，可以看出無低次諧波成分，不會(huì)對(duì)電網(wǎng)造成污染；圖7(e)為突然加載時(shí)直流電壓波形，經(jīng)過1個(gè)周波左右恢復(fù)，最大變化率為2%，控制器抗外擾特性良好；圖7(f)為交流側(cè)等效電阻增大0.1 Ω時(shí)，直流側(cè)電壓基本無變化，說明控制器抗內(nèi)擾的性能良好。

(a)無功階躍響應(yīng)

(b)直流電壓

(c)交流電壓與電流

(d)電流頻譜

(e)直流電壓抗外擾

(f)直流電壓抗內(nèi)擾圖7 整流器工作仿真波形

根據(jù)規(guī)則采樣法SPWM得到的幾種典型擾動(dòng)波形如圖8所示，驗(yàn)證擾動(dòng)發(fā)生方法的可行性。圖8(a)為電壓暫降波形，降幅10%，持續(xù)4個(gè)周波；圖8(b)為電壓中斷波形，中斷4個(gè)周波；圖8(c)為基波電壓注入0.5基值的三次諧波波形；圖8(d)為三相電壓不平衡波形。

(a)電壓暫降

(b)電壓中斷

(c)諧波注入

(d)三相不平衡圖8 電力擾動(dòng)仿真波形

4 試驗(yàn)結(jié)果分析

4.1 擾動(dòng)電壓波形輸出試驗(yàn)

利用30 kVA背靠背變流器物理樣機(jī)進(jìn)行試驗(yàn)，控制芯片采用美國德州儀器(TI)公司的TMS320LF2812，該裝置技術(shù)指標(biāo)如表3所示。

表3 裝置技術(shù)指標(biāo)

該裝置實(shí)現(xiàn)如下幾種擾動(dòng)波形。

a.電壓暫降。電壓暫降試驗(yàn)波形如圖9所示，相電壓由220 V跌至173 V，跌落21.4%，持續(xù)時(shí)間為100 ms。

圖9 電壓暫降試驗(yàn)波形

b.電壓暫升。電壓暫升試驗(yàn)波形如圖10所示，相電壓由220 V升至232 V，升高5.5%，持續(xù)時(shí)間為100 ms。

圖10 電壓暫升試驗(yàn)波形

c.電壓中斷。電壓中斷是最為嚴(yán)重的電能質(zhì)量事件，電壓中斷試驗(yàn)波形如圖11所示，持續(xù)中斷時(shí)間為120 ms。

圖11 電壓中斷試驗(yàn)波形

d.諧波注入。向基波調(diào)制波電壓疊加0.5基值的三次諧波電壓，如圖12所示。

圖12 注入三次諧波試驗(yàn)波形

e.三相不平衡。通過控制三相調(diào)制波幅值不同來實(shí)現(xiàn)三相不平衡電壓輸出，不平衡度為32.5%的三相電壓試驗(yàn)波形如圖13所示。

圖13 三相不平衡電壓試驗(yàn)波形

直流電壓的穩(wěn)定性保證了輸出擾動(dòng)波形的質(zhì)量，圖14為在發(fā)生電壓暫降事件時(shí)的直流側(cè)電壓偏差?？梢钥闯銎顬?0.2%～0.6%，電壓最大波動(dòng)為6 V，滿足裝置指標(biāo)。

圖14 暫降過程的直流電壓誤差

4.2 并網(wǎng)運(yùn)行試驗(yàn)

將該裝置負(fù)荷側(cè)通過50 Ω電阻接入電網(wǎng)并進(jìn)行并網(wǎng)試驗(yàn)。本文采用單相電壓過零并網(wǎng)方法，通過相鄰時(shí)刻采樣電壓相乘，當(dāng)乘積為負(fù)數(shù)時(shí)即檢測(cè)到過零點(diǎn)。并網(wǎng)過程的試驗(yàn)波形如圖15所示，結(jié)果顯示并網(wǎng)過程的電流波動(dòng)較小。

圖15 并網(wǎng)過程試驗(yàn)波形

設(shè)定輸出電壓相位與電網(wǎng)電壓一致，輸出電壓幅值由280 V跌至265 V(跌落5.4%)，持續(xù)時(shí)間為100 ms。并網(wǎng)后電壓暫降試驗(yàn)波形如圖16所示。試驗(yàn)結(jié)果表明，該裝置在并網(wǎng)運(yùn)行后依然能穩(wěn)定輸出電力擾動(dòng)波形。

圖16 并網(wǎng)后電壓暫降試驗(yàn)波形

5 結(jié)論

a.根據(jù)運(yùn)行工況與功率控制理論設(shè)計(jì)裝置主電路與控制器的方法不僅正確且具備通用性。

b.仿真與試驗(yàn)結(jié)果表明，VSC型電力擾動(dòng)發(fā)生裝置具備諧波污染小、電壓精度高、擾動(dòng)類型靈活等優(yōu)點(diǎn)，具備工程應(yīng)用的潛力。