王 越，李立偉,2，劉含筱

(1.青島大學(xué)電氣工程學(xué)院，山東青島 266071；2.青島大學(xué)威海創(chuàng)新研究院，山東威海 264200；3.山東大學(xué)控制科學(xué)與工程學(xué)院，山東濟(jì)南 250061)

0 引言

電流傳感器是電力系統(tǒng)中重要的測(cè)量和保護(hù)設(shè)備，其精度和穩(wěn)定性直接決定電力系統(tǒng)二次側(cè)設(shè)備的性能。目前電力系統(tǒng)中的電流傳感器主要分為傳統(tǒng)電磁式互感器和電子式互感器兩種，其中電子式互感器又主要分為羅氏線圈互感器和光纖電流互感器。電子式互感器有體積小、質(zhì)量輕、頻帶寬、測(cè)量范圍大、無飽和等優(yōu)點(diǎn)，但光纖電流傳感器存在受溫度影響大的問題，在運(yùn)行條件惡劣的電力系統(tǒng)現(xiàn)場(chǎng)存在測(cè)量精度不穩(wěn)定的缺點(diǎn)；而羅氏線圈存在感應(yīng)信號(hào)微弱、受電磁影響大的問題，一般只用于特大電流場(chǎng)合[1-4]。

傳統(tǒng)電磁式電流互感器仍為目前電力系統(tǒng)中應(yīng)用最廣的電流傳感器，其二次側(cè)輸出為電流模擬量信號(hào)，直接接入二次側(cè)設(shè)備，通常在二次側(cè)設(shè)備中設(shè)置采樣電阻將電流信號(hào)轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)從而進(jìn)行AD采樣。以上特性限制了電磁式互感器與二次側(cè)設(shè)備必須為一一對(duì)應(yīng)的關(guān)系，增大了傳感器與二次設(shè)備間的耦合性；且當(dāng)互感器與二次側(cè)設(shè)備距離較遠(yuǎn)時(shí)，往往無法避免模擬量信道受干擾導(dǎo)致的精度超差；同時(shí)，電磁式互感器的線性度差的問題也使得其在全電流范圍內(nèi)難以保證精度。

為解決以上問題，本文在傳統(tǒng)電磁式電流互感器的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了一種數(shù)字式高精度智能電流傳感器，降低了傳感器與二次設(shè)備間的耦合性，實(shí)現(xiàn)了單一傳感器數(shù)據(jù)的共享性，同時(shí)基于最小二乘法的數(shù)字校準(zhǔn)方式解決了電磁式互感器線性度差的問題。

1 整體系統(tǒng)設(shè)計(jì)

數(shù)字式高精度智能電流傳感器主要由微處理器、傳統(tǒng)電磁式電流互感器、采樣單元、光纖同步單元、光纖通訊單元組成。其中，微處理器選擇基于ARM Cortex-M4核的STM32F407VET6芯片，主頻最高168 MHz，內(nèi)置MAC層外設(shè)便于實(shí)現(xiàn)以太網(wǎng)通訊，內(nèi)置DSP指令集和FPU(float point unit，浮點(diǎn)運(yùn)算單元)便于進(jìn)行實(shí)時(shí)采樣點(diǎn)校準(zhǔn)。微處理器主要完成AD采樣值接收、采樣信號(hào)處理、同步信號(hào)接收處理、協(xié)議組包、光纖網(wǎng)絡(luò)發(fā)送等任務(wù)；采樣單元將電流互感器的二次側(cè)電流信號(hào)轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)，并進(jìn)行AD轉(zhuǎn)換送入微處理器；光纖同步單元接收光纖IRIG-B碼并解析出秒脈沖信號(hào)以實(shí)現(xiàn)同步采樣，應(yīng)用于計(jì)量時(shí)起到三相電壓電流同步采樣的功能；光纖通訊單元將微處理器組包好的采樣點(diǎn)以光纖以太網(wǎng)的方式發(fā)送出去，供二次側(cè)設(shè)備使用。整體框圖如圖1所示。

2 硬件電路設(shè)計(jì)

2.1 采樣單元

采樣單元由信號(hào)轉(zhuǎn)換電路和AD芯片組成，如圖2所示。信號(hào)轉(zhuǎn)換電路將互感器輸出的電流信號(hào)轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)，為了提高互感器的負(fù)載能力和動(dòng)態(tài)范圍，使用運(yùn)放對(duì)電流信號(hào)進(jìn)行轉(zhuǎn)換，互感器二次側(cè)工作在零負(fù)載狀態(tài)，運(yùn)放輸出電壓滿足式(1)：

圖2 采樣單元電路圖

Uout=-Iin·R

(1)

式中：Iin為電磁式互感器的輸出電流；R為運(yùn)放的反饋電阻。

AD芯片選擇ADS131A02模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片，具有24位模數(shù)轉(zhuǎn)換器，采樣率最大支持128 kSPS，通過配置M0引腳為高電平使芯片處于異步中斷模式，通過SPI與單片機(jī)連接，DRDY數(shù)據(jù)就緒引腳連接至單片機(jī)的外部中斷，通過下降沿通知單片機(jī)轉(zhuǎn)換完成。

2.2 光纖同步單元

光纖同步單元通過光纖接收口接收來自同步裝置發(fā)出的IRIG-B同步碼并進(jìn)行解碼，解碼后，同步單元輸出高電平持續(xù)20 ms的秒脈沖到單片機(jī)的外部中斷，其上升沿與IRIG-B碼的秒基準(zhǔn)碼元的上升沿對(duì)齊?？紤]秒脈沖解碼過程對(duì)電平響應(yīng)速度要求較為嚴(yán)格，使用CPLD對(duì)IRIG-B碼進(jìn)行解碼，選擇MAX V系列芯片5M570ZT100C4，使用外部50 MHz有源晶振，解碼輸出秒脈沖的上升沿與IRIG-B碼的秒基準(zhǔn)上升沿時(shí)間誤差不超過20 ns。同時(shí)，CPLD輸出同步完成電平SYN_CPL告知單片機(jī)同步狀態(tài)。電路圖如圖3所示，AFBR-2418為光纖接收器，將光纖信號(hào)轉(zhuǎn)換為TTL電信號(hào)，其中RX為光纖接收端子。

圖3 光纖同步單元電路圖

2.3 光纖通信單元

STM32F407VET6內(nèi)部已經(jīng)集成了MAC層外設(shè)，要實(shí)現(xiàn)光纖以太網(wǎng)通訊，需要通過RMII接口外接以太網(wǎng)PHY芯片，以太網(wǎng)PHY芯片再外接光纖收發(fā)模塊。選擇IP101G作為以太網(wǎng)PHY芯片，支持RMII接口，支持100Base-Fx光纖收發(fā)[5]。選擇AFBR-5803作為光纖信號(hào)收發(fā)模塊，通過阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)與IP101G連接。其中，RX、TX分別為光纖接收端子和發(fā)送端子。光纖通信單元電路連接圖如圖4所示。

圖4 光纖通信單元電路連接圖

3 軟件設(shè)計(jì)

3.1 校準(zhǔn)算法設(shè)計(jì)

當(dāng)按圖2設(shè)計(jì)采樣單元時(shí)，單次采樣數(shù)字量與一次側(cè)電流瞬時(shí)值之間存在如下關(guān)系：

(2)

式中：I1為一次側(cè)電流瞬時(shí)值；Vref為AD芯片基準(zhǔn)電壓；Code為單次采樣值數(shù)字量；R為采樣電路中的反饋電阻；k1為固有校準(zhǔn)系數(shù)，對(duì)實(shí)際電路中基準(zhǔn)電壓、反饋電阻、采樣回路存在的固有誤差進(jìn)行修正，對(duì)既定的硬件電路來說，k1為定值；Nr為互感器的實(shí)際變比，與額定變比N之間存在如下關(guān)系：

Nr=ks·N

(3)

式中ks為線性度校準(zhǔn)系數(shù)。

由于電磁式互感器在全電流范圍內(nèi)存在線性度差的問題，使得實(shí)際變比Nr隨一次側(cè)電流大小改變而改變，體現(xiàn)在式(3)中即ks要隨一次側(cè)電流改變而改變。在全電流范圍內(nèi)互感器線性度的變化因互感器個(gè)體不同而不同，難以建立合適的數(shù)學(xué)模型，故本設(shè)計(jì)使用最小二乘法確定線性度校準(zhǔn)系數(shù)[6]。

由于k1在既定電路下為定值，故可將k1和ks合并為修正系數(shù)k。在測(cè)得的一次側(cè)電流有效值集下，測(cè)得對(duì)應(yīng)的k集，當(dāng)采樣率為S時(shí)，一周波采樣點(diǎn)數(shù)P為S/50，采集一周波的數(shù)據(jù)進(jìn)行有效值Irms的計(jì)算，Irms按式(4)計(jì)算：

(4)

給定函數(shù)k=f(Irms；α1，α2，…，αN)，按式(5)確定未知參數(shù)集{αi,i=1,2,…,N}：

(5)

式中：i=1,2,…,N；ri為一次側(cè)電流有效值集中第i個(gè)點(diǎn)在函數(shù)f(Irms;α1,α2,…,αN)上的映射與修正系數(shù)k集中第i個(gè)點(diǎn)ki的差；min代表目標(biāo)條件為使ri的平方和最小。確定未知參數(shù)集后，一次側(cè)電流瞬時(shí)值最終表達(dá)式如式(6)所示，必要時(shí)f(Irms)可以為分段函數(shù)。

(6)

3.2 同步單元軟件設(shè)計(jì)

在QuartusII環(huán)境下基于Verilog語言編寫CPLD程序。IRIG-B碼將1 s劃分為100個(gè)碼元，每個(gè)碼元占時(shí)10 ms，其中高電平占時(shí)為8 ms、5 ms、2 ms分別為P碼元、邏輯1碼元、邏輯0碼元[7-8]。根據(jù)上升沿、下降沿進(jìn)行高低電平計(jì)數(shù)，從而判斷IRIG-B的碼元類型。之后將碼元類型送入解碼狀態(tài)機(jī)，根據(jù)碼元序列進(jìn)行解碼，監(jiān)測(cè)到序列紊亂時(shí)重置狀態(tài)機(jī)，大大提高了解碼的魯棒性。解碼成功后，在IRIG-B碼的秒時(shí)基碼元的上升沿同步輸出PPS信號(hào)到單片機(jī)，同時(shí)置同步完成信號(hào)SYN_CPL為高電平。如果未解碼到IRIG-B碼，CPLD將按自身50 MHz的時(shí)鐘輸出守時(shí)PPS秒脈沖,置SYN_CPL為低電平。

3.3 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

單片機(jī)復(fù)位后，首先進(jìn)行采樣單元、同步單元、通信單元的初始化，初始化成功后進(jìn)入采樣輸出狀態(tài)。其中，配置AD芯片的采樣率為4 kSPS，一周波采樣80個(gè)點(diǎn)。在AD芯片的轉(zhuǎn)換完成下降沿中斷中讀取AD轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)，并按式(6)進(jìn)行采樣點(diǎn)校準(zhǔn)。之后將采樣點(diǎn)按IEC61850-9-2以太網(wǎng)協(xié)議進(jìn)行組包并發(fā)送，協(xié)議中需要填充采樣點(diǎn)序列數(shù)和同步標(biāo)志。每采集一個(gè)采樣點(diǎn)，采樣點(diǎn)序列加1，在PPS上升沿中斷中清零采樣點(diǎn)序列。同時(shí)，當(dāng)單片機(jī)監(jiān)測(cè)到SYN_CPL為高時(shí)，置位協(xié)議中的同步標(biāo)志。系統(tǒng)流程圖如圖5所示。

圖5 系統(tǒng)軟件流程圖

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 實(shí)驗(yàn)環(huán)境搭建

搭建測(cè)試環(huán)境如圖6所示。電磁式互感器使用0.2 S級(jí)20 A/5 mA的開合式互感器；使用光纖轉(zhuǎn)電纜以太網(wǎng)模塊將設(shè)備通過光纖發(fā)送出的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為RJ45電信號(hào)接口發(fā)送到電腦；使用時(shí)鐘同步模塊輸出光纖IRIG-B碼；一次側(cè)電流源使用TH-0305交直流檢定裝置，交流電流最大輸出30 A，精度達(dá)到0.05%，滿足測(cè)試要求。

圖6 測(cè)試環(huán)境

4.2 光纖同步和通訊測(cè)試

同步單元接收到光纖IRIG-B碼信號(hào)后，SYN_CPL信號(hào)拉高，說明同步單元解碼成功。通過DSLogic邏輯分析儀捕獲IRIG-B碼以及同步單元解碼后輸出的PPS脈沖，波形顯示PPS脈沖上升沿與IRIG-B時(shí)基上升沿嚴(yán)格對(duì)齊，驗(yàn)證了同步單元的同步可靠性。

同時(shí)，使用WireShark網(wǎng)絡(luò)封包分析軟件捕獲傳感器發(fā)送出的報(bào)文，如圖7所示。軟件解析報(bào)文類型為IEC61850，長時(shí)間運(yùn)行測(cè)試后無丟包發(fā)生，驗(yàn)證了光纖發(fā)送數(shù)據(jù)的穩(wěn)定性。

圖7 網(wǎng)絡(luò)報(bào)文抓包截圖

4.3 校準(zhǔn)參數(shù)獲取

控制一次側(cè)電流源依次按表1所示輸出電流集，同時(shí)記錄互感器輸出值，以獲得與電流集一一對(duì)應(yīng)的修正系數(shù)k集。

表1 校準(zhǔn)前數(shù)據(jù)

從表1可以看出，校準(zhǔn)前精度較差，誤差范圍為-0.987 0%～-0.408 4%。隨著一次側(cè)電流改變，k值和誤差都在改變，全電流范圍內(nèi)誤差極差達(dá)到了0.579%，線性度較差。為確定k值與傳感器輸出值Irms的函數(shù)關(guān)系，嘗試以式(7)為目標(biāo)函數(shù)：

(7)

通過最小二乘法確定上式未知參數(shù)集合如表2所示。

表2 確定未知參數(shù)集

將目標(biāo)函數(shù)值與修正系數(shù)進(jìn)行比對(duì)，如圖8所示，目標(biāo)函數(shù)能較為貼切地反映Irms與k的對(duì)應(yīng)關(guān)系。

圖8 目標(biāo)函數(shù)比對(duì)圖

4.4 數(shù)據(jù)精度測(cè)試

經(jīng)以上校準(zhǔn)后，再次控制電流源按表1輸入一次側(cè)電流，記錄傳感器輸出的測(cè)量值并計(jì)算誤差，如表3所示。校準(zhǔn)后傳感器在全電流范圍內(nèi)擁有極好的精度和線性度，全電流范圍內(nèi)誤差不超過0.02%，誤差極差不超過0.03%。

表3 校準(zhǔn)后輸出數(shù)據(jù)

5 結(jié)束語

通過在傳統(tǒng)電磁式互感器的基礎(chǔ)上集成微處理器、采樣單元、光纖同步單元、光纖通信單元，使模擬量輸出的互感器成為數(shù)字量輸出的智能電流傳感器，降低了電流傳感器與二次側(cè)設(shè)備的耦合性。同時(shí)，微處理器通過最小二乘法校準(zhǔn)，大大提高了傳感器輸出的精度和線性度，在電力系統(tǒng)測(cè)量和保護(hù)中具有較大的工程應(yīng)用價(jià)值。