蘇亮亮，榮智林，陳 濤，周振邦，羅文廣，劉華東

（中車株洲電力機(jī)車研究所有限公司，湖南 株洲 412001）

0 引言

能源互聯(lián)網(wǎng)是能源技術(shù)與互聯(lián)網(wǎng)信息技術(shù)相結(jié)合的產(chǎn)物，其能提高可再生能源滲透率，實(shí)現(xiàn)多能源互補(bǔ)和新能源高效利用，助力能源系統(tǒng)的綠色變革，從而逐步減小人類對(duì)化石能源的依賴[1-2]。能源路由器為能源互聯(lián)網(wǎng)技術(shù)在城市軌道交通（簡(jiǎn)稱“城軌”）供電系統(tǒng)中的應(yīng)用探索，許多國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)能源路由器進(jìn)行了深入研究。2010年，美國(guó)北卡羅來(lái)納州立大學(xué)FREEDM系統(tǒng)中心研究人員提出了第一代二電平固態(tài)變壓器（solid state transformer，SST）結(jié)構(gòu)，其輸入側(cè)為單相7.2 kV中壓交流配電網(wǎng)，輸出側(cè)為單相AC 240 V、AC 120 V及DC 400 V；近期，該中心又推出了高壓15 kV第二代SiC SST，使系統(tǒng)體積大幅度縮小[3-4]。2011年，歐洲UNIFLEX-PM項(xiàng)目組提出一種背靠背多電平變流器拓?fù)?，其輸入為單相AC 3.3 kV，輸出為單相AC 3.3 kV和AC 415 V[5]。2014年，瑞士蘇黎世聯(lián)邦理工學(xué)院（ETH Zurich）為智能電網(wǎng)設(shè)計(jì)了一種1 MVA固態(tài)變壓器，其整流和DC-DC環(huán)節(jié)均采用NPC三電平結(jié)構(gòu)，輸出為DC 400 V，開關(guān)頻率為20 kHz，提高了輸入側(cè)的耐壓值，減少了模塊數(shù)量[6]。

城軌本身已具有成熟的電力配套技術(shù)，但是針對(duì)城軌供電系統(tǒng)能源路由器的研究文獻(xiàn)較少，且大多數(shù)停留在方案設(shè)計(jì)和仿真階段，與實(shí)際應(yīng)用還有一定距離[7]。本文提出一種連接交流供電網(wǎng)、牽引直流供電網(wǎng)、動(dòng)力照明配電網(wǎng)以及新能源發(fā)電和儲(chǔ)能系統(tǒng)的多端口雙向能源路由器設(shè)計(jì)方案，其通過(guò)雙向高頻化技術(shù)實(shí)現(xiàn)各個(gè)端口互聯(lián)，在保證效率的前提下實(shí)現(xiàn)裝置的減重和體積的縮小，提升了系統(tǒng)的功率密度，便于實(shí)現(xiàn)對(duì)既有站房的改造和新線的集成。本文介紹了其高頻化拓?fù)湓O(shè)計(jì)與變壓器偏磁抑制等關(guān)鍵技術(shù)，并給出實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

1 多端口能源路由器系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及性能特點(diǎn)

本文所提出的多端口能源路由器系統(tǒng)如圖1所示，其分為AC400V和AC1180V兩個(gè)支路，每個(gè)支路均由1組三相PWM變換器和1組高頻隔離型DC-DC變換器組成。AC400V支路中包含DC900V端口，為方便接入儲(chǔ)能設(shè)備和分布式光伏系統(tǒng)，該支路各個(gè)端口電壓均需可控，故AC400V支路采用DAB（dual active bridge）全控高頻拓?fù)洹C1180V支路接收大部分地鐵車輛制動(dòng)回饋能量，其采用效率更高的LLC諧振拓?fù)?。大功率LLC拓?fù)湟话愎ぷ饔诠潭l率直流變壓器模式，起到穩(wěn)定輸出電壓、實(shí)現(xiàn)電氣隔離和功率傳輸?shù)淖饔谩８哳l變壓器（HFT）變比確定后，其輸出電壓由輸入電壓、變比及開關(guān)頻率決定，且基本保持不變。

圖1 城市軌道交通能源路由器系統(tǒng)框圖Fig.1 Block diagram of urban rail transit energy router system

該能源路由器能夠有效連接城市軌道交通的電力配套設(shè)備和供電系統(tǒng)。如：AC400V端口連接城軌車站用于動(dòng)力、照明和環(huán)控的交流電網(wǎng)；AC1180V端口與直流牽引變電所共用前端整流變壓器二次側(cè)繞組；DC900V端口與儲(chǔ)能電池連接，負(fù)責(zé)直流牽引網(wǎng)的功率削峰填谷；DC1800V端口連接直流牽引網(wǎng)，其還可掛接光伏、儲(chǔ)能等分布式發(fā)電設(shè)備，統(tǒng)一參與直流牽引網(wǎng)的功率潮流調(diào)度及調(diào)控。通過(guò)合理調(diào)度和精確能量調(diào)控，該能源路由器可實(shí)現(xiàn)各個(gè)端口能量的高效利用及能源利用的最優(yōu)化。

城市軌道交通能源路由器多端口能量流示意如圖1所示。上行列車到站時(shí)，牽引逆變器進(jìn)行再生制動(dòng)，引起直流牽引網(wǎng)電壓抬升。再生制動(dòng)能量?jī)?yōu)先由站旁下行其他車輛利用；其次由軌旁超級(jí)電容器和DC900V儲(chǔ)能電池存儲(chǔ)；多余能量由調(diào)度系統(tǒng)通過(guò)AC1180V支路和整流變壓器輸送至AC35kV中壓電網(wǎng)，供本站點(diǎn)其他負(fù)荷或其他站點(diǎn)消納；仍剩余的能量經(jīng)過(guò)AC400V支路輸送至站場(chǎng)，由照明、動(dòng)力和空調(diào)等供配電負(fù)荷消納。此外，可通過(guò)站場(chǎng)可再生能源提供列車牽引功率。

2 多端口能源路由器關(guān)鍵技術(shù)

多端口能源路由器的技術(shù)基礎(chǔ)是高頻隔離的電力電子變壓器技術(shù)，雙向高頻拓?fù)洌―AB和LLC）諧振腔參數(shù)設(shè)計(jì)以及高頻變壓器磁飽和抑制是其中兩項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)。諧振腔參數(shù)設(shè)計(jì)需要考慮全工況、全功率段的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)，在有限尺寸下降低高頻變壓器設(shè)計(jì)難度，以及實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)效率最優(yōu)。傳統(tǒng)的磁飽和抑制方案為在高頻變壓器一、二次側(cè)間增加隔直電容器，這樣會(huì)降低系統(tǒng)功率密度并帶來(lái)額外損耗。本文選擇軟件控制磁飽和抑制，無(wú)需新增硬件，可實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)低成本和高效率。

2.1 高頻化拓?fù)鋮?shù)設(shè)計(jì)

本城市軌道交通能源路由器AC400V支路的隔離型DC-DC部分采用兩組DAB變換器構(gòu)成串入并出（input-series output-parallel，ISOP）架構(gòu)，AC1180V支路隔離型DC-DC部分采用LLC諧振拓?fù)?，兩者均具備雙向運(yùn)行特性，但具有不同的特點(diǎn)和控制方式。如：

（1）軟開關(guān)特性。DAB變換器可實(shí)現(xiàn)輸入和輸出側(cè)零電壓開關(guān)（zero voltage switch，ZVS）；LLC變換器實(shí)現(xiàn)輸入側(cè)ZVS，輸出側(cè)零電流開關(guān)（zero current switch，ZCS）。

（2）諧振腔。DAB變換器僅需一個(gè)諧振電感即可；LLC諧振變換器對(duì)高頻變壓器漏感和勵(lì)磁電感均有一定要求。

（3）控制方式。DAB變換器通常采用移相控制，包含單移相、雙移相和多移相等，控制靈活；LLC諧振變換器一般采用直流變壓器模式，調(diào)頻或定頻控制運(yùn)行。

（4）效率。DAB變換器一般在峰值電流處關(guān)斷，關(guān)斷損耗很大，系統(tǒng)效率偏低，但可通過(guò)與SiC器件配合，利用SiC MOSFET的快速開關(guān)性能提升效率；LLC諧振變換器可實(shí)現(xiàn)諧振軟開關(guān)，關(guān)斷電流被控制在較低水平，可實(shí)現(xiàn)較高效率。

2.1.1 雙有源全橋DAB參數(shù)設(shè)計(jì)

DAB變換器拓?fù)浼捌涞刃щ娐啡鐖D2所示。

圖2 DAB變換器拓?fù)浼捌涞刃щ娐稦ig.2 DAB converter topology and its equivalent circuit

高頻變壓器一、二次側(cè)變換器均為二電平H橋結(jié)構(gòu)，其通過(guò)高頻變壓器一次側(cè)和二次側(cè)輸出電壓的移相實(shí)現(xiàn)電壓控制和功率傳輸，同時(shí)進(jìn)行輸入輸出的電氣隔離。要實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的高效率，需仔細(xì)評(píng)估各種極端工況下的變換器軟開關(guān)特性，合理設(shè)計(jì)高頻變壓器漏感和外置電感參數(shù)，使一、二次側(cè)變換器所有器件實(shí)現(xiàn)ZVS軟開關(guān)。

DAB的輸出電壓和電流波形如圖3所示。令開關(guān)管動(dòng)作時(shí)的高頻變壓器漏感電流為I1和I2，根據(jù)兩段時(shí)間內(nèi)電壓方程計(jì)算可得

圖3 DAB輸出電壓及電流波形Fig.3 DAB output voltage and current waveforms

式中：V1——輸入直流電壓；V2——輸出直流電壓；Ll——變壓器漏感；d——移相比；n——變壓器變比；T——開關(guān)周期。

依據(jù)DAB電流波形，可計(jì)算輸出電流平均值：

圖 3中，Vin、Vo、VL、iL分別為高頻變壓器輸入電壓、輸出電壓、變壓器漏感兩端電壓和漏感電流。

為了拓寬系統(tǒng)ZVS的實(shí)現(xiàn)范圍，Ll和d取值越大越好，但最大移相比dmax通常被限定在0.4左右，以滿足系統(tǒng)輸出功率Po和移相比d間良好線性度的要求，由此可得電感計(jì)算公式：

為了提高滿載時(shí)系統(tǒng)的工作效率，移相比d應(yīng)越小越好。根據(jù)系統(tǒng)ZVS限定條件，可計(jì)算得到最小移相比dzvs：

式中：Coss——器件等效輸出電容；M——電壓增益，。

則電感的計(jì)算公式為

根據(jù)式（3）和式（5），可計(jì)算電感值的上、下限。以不影響軟開關(guān)條件下電流應(yīng)力最優(yōu)為原則，綜合極端工況下的電流峰值和穩(wěn)態(tài)運(yùn)行下的高頻電流平均值，通過(guò)仿真分析微調(diào)理論計(jì)算值，即可獲得滿足所有工況的變壓器漏感。

2.1.2 LLC參數(shù)設(shè)計(jì)

城市軌道交通能源路由器AC1180V支路的隔離型DC-DC變換器采用LLC諧振模式，可實(shí)現(xiàn)高頻變壓器一次側(cè)器件的ZVS和二次側(cè)器件的ZCS，其具體電路拓?fù)淙鐖D4所示。

圖4 LLC諧振變換器拓?fù)銯ig.4 Topology of LLC resonant converter

LLC諧振變換器的諧振電感和并聯(lián)電感一般會(huì)集成在高頻變壓器內(nèi)部。一、二次側(cè)變換器若要實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，則需保證死區(qū)時(shí)間內(nèi)開關(guān)管雜散電容完全充放電，且諧振電流不能反向。由此可得

式中：Tr——諧振周期；Lm——?jiǎng)?lì)磁電感；tdead——死區(qū)時(shí)間。

變壓器的勵(lì)磁電流峰值Immax等于關(guān)斷電流Ioff：

式中：fsw——開關(guān)頻率。

根據(jù)系統(tǒng)的效率設(shè)定相應(yīng)關(guān)斷電流，再根據(jù)不同k（k=Lm/Lr）值下的LLC增益曲線確定諧振電感，則諧振電容為

式中：Cr——諧振電容；ωr——諧振角頻率；Lr——諧振電感；fr——諧振頻率。

2.2 高頻變壓器磁飽和抑制

高頻變壓器的輸入、輸出電壓為高頻方波或不規(guī)則的電壓波形，電壓的微小不對(duì)稱極易導(dǎo)致高頻變壓器的磁飽和。通過(guò)優(yōu)化高頻變壓器結(jié)構(gòu)，可在一定程度上改善磁飽和狀態(tài)，但會(huì)增加變壓器的體積、損耗和制造難度。若通過(guò)控制手段使得施加到高頻變壓器一、二次側(cè)的電壓動(dòng)態(tài)對(duì)稱，則可解決高頻變壓器的偏磁問題，進(jìn)而改善磁飽和狀態(tài)。

2.2.1 直流偏磁基本原理

考慮直流分量的DAB等效模型如圖5所示。高頻變壓器兩側(cè)等效串聯(lián)電阻為Rp和Rs，對(duì)一次側(cè)繞組施加方波電壓，Tp1時(shí)間內(nèi)開關(guān)管T1和T4導(dǎo)通、T2和T3截止，一次側(cè)繞組承受正向電壓V1；Tp2時(shí)間內(nèi)開關(guān)管T2和T3導(dǎo)通、T1和T4截止，一次側(cè)繞組承受反向電壓V1。由此可得一次側(cè)繞組的正、反向磁通變化量：

圖5 考慮直流勵(lì)磁的雙有源橋等效模型Fig.5 Equivalent model of dual active bridge considering DC excitation

同理，二次側(cè)繞組的正、反向磁通變化量為

式中：Vds1～Vds8——一、二次側(cè)變換器開關(guān)管的導(dǎo)通壓降；Tp1和Tp2——一次側(cè)變換器輸出電壓的正、負(fù)半波時(shí)間；Tp3和Tp4——二次側(cè)變換器輸出電壓的正、負(fù)半波時(shí)間。

如果開關(guān)管的導(dǎo)通壓降一致（即Vds1=Vds2=...=Vds8）、導(dǎo)通時(shí)間一致（Tp1=Tp2=Tp3=Tp4），則正、負(fù)磁通相互抵消，磁芯工作磁滯曲線關(guān)于原點(diǎn)對(duì)稱，不會(huì)產(chǎn)生偏磁。實(shí)際應(yīng)用中，開關(guān)管特性參數(shù)、通態(tài)壓降及開關(guān)速度均會(huì)有一定差異，控制脈寬的變化及驅(qū)動(dòng)信號(hào)的傳輸延時(shí)均會(huì)導(dǎo)致輸出電壓正、負(fù)半波不相等，進(jìn)而導(dǎo)致電壓的正、負(fù)幅值不同或正、負(fù)脈沖寬度不等，變壓器的正、負(fù)兩個(gè)方向的伏-秒積不再相等，磁化曲線偏離，直至磁芯飽和。

將上述直流分量等效為兩個(gè)直流電壓源Uab_dc和Ucd_dc，穩(wěn)態(tài)時(shí)的勵(lì)磁電流直流分量為

該直流分量產(chǎn)生的磁通密度為

式中：Np——線圈匝數(shù)；μ0——真空磁導(dǎo)率；μr——磁芯相對(duì)磁導(dǎo)率；lm——磁芯長(zhǎng)度。

為了提高高頻變壓器效率，其繞組內(nèi)阻Rp和Rs會(huì)被做得很小。由式（12）可知，即使很小的直流分量，也會(huì)在變壓器磁芯中產(chǎn)生很大磁通密度，進(jìn)入飽和區(qū)后，易造成電流尖峰、增加設(shè)備損耗。在設(shè)計(jì)高頻變壓器時(shí)，其磁芯通常會(huì)進(jìn)行切割并預(yù)留一定的氣隙，但在直流偏磁較大情況下，采用該方法還是無(wú)法完全避免磁飽和問題[8-9]。

2.2.2 磁飽和抑制策略

磁飽和抑制可通過(guò)硬件和軟件方法來(lái)實(shí)現(xiàn)。雖然在高頻變壓器和變換器間增加隔直電容器可消除偏磁，但會(huì)增加系統(tǒng)體積，且會(huì)帶來(lái)額外的發(fā)熱，增加新的故障點(diǎn)，降低系統(tǒng)可靠性。本文通過(guò)軟件方法進(jìn)行偏磁抑制，其原理如下：通過(guò)調(diào)整施加到高頻變壓器正、負(fù)半波的勵(lì)磁時(shí)長(zhǎng)，使正、負(fù)方向的電壓伏-秒積相等，進(jìn)而達(dá)到抑制磁飽和的目的。

一、二次側(cè)變換器輸出電壓不對(duì)稱均會(huì)導(dǎo)致變壓器磁飽和，單獨(dú)控制一側(cè)變換器無(wú)法達(dá)到完全消除磁飽和的目的。為此，系統(tǒng)分別對(duì)一、二次側(cè)的高頻電流進(jìn)行采集，采用移動(dòng)窗多次采樣平滑積分方法對(duì)一小段時(shí)間內(nèi)的直流分量進(jìn)行提取，對(duì)一、二次側(cè)變換器分別施加閉環(huán)控制，對(duì)稱調(diào)整一、二次側(cè)變換器的正、負(fù)半波輸出電壓寬度，動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)閉環(huán)控制系統(tǒng)中的一、二次側(cè)電流的直流分量，實(shí)現(xiàn)正、負(fù)半波的高頻變壓器伏-秒積平衡，即消除直流偏磁。融合了兩組DAB ISOP架構(gòu)的均壓、移相控制及磁飽和抑制的整體控制原理如圖6所示。其具體控制過(guò)程如下：首先，通過(guò)采樣積分對(duì)高頻變壓器一、二次側(cè)高頻電流提取直流分量；其次，對(duì)一、二次側(cè)直流分量分別進(jìn)行閉環(huán)控制，生成相應(yīng)的占空比微調(diào)量；最后，在整體DAB功率移相控制的基礎(chǔ)上疊加上述微調(diào)量，以實(shí)現(xiàn)一、二次側(cè)電流的偏磁抑制。

圖6 兩組DAB ISOP架構(gòu)DC-DC控制框圖Fig.6 Control block diagram of the DC-DC convertor with two sets of DAB ISOP architecture

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

針對(duì)該城市軌道交通能源路由器的性能實(shí)驗(yàn)，按照先單個(gè)支路實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證基本功能、后2個(gè)支路聯(lián)調(diào)驗(yàn)證整機(jī)功能的思路進(jìn)行。單個(gè)支路實(shí)驗(yàn)主要驗(yàn)證額定及過(guò)載工況下的軟開關(guān)特性、參數(shù)設(shè)計(jì)的合理性、磁飽和抑制算法的有效性等項(xiàng)點(diǎn)；2個(gè)支路聯(lián)調(diào)及整機(jī)實(shí)驗(yàn)主要驗(yàn)證多個(gè)端口的雙向能量路由、與整流器并聯(lián)運(yùn)行的系統(tǒng)穩(wěn)定性等項(xiàng)點(diǎn)。

3.1 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

實(shí)驗(yàn)用城軌供電能源路由器樣機(jī)的額定持續(xù)功率為400 kW，間歇運(yùn)行功率為700 kW。樣機(jī)DAB變換器采用基于1 700V/300A規(guī)格SiC MOSFET的兩電平全橋結(jié)構(gòu)，LLC諧振變換器采用基于3 300V/450 A規(guī)格IGBT的兩電平全橋結(jié)構(gòu)，AC400V及AC1180V網(wǎng)側(cè)端口采用PWM整流器實(shí)現(xiàn)能量雙向傳輸。實(shí)驗(yàn)電路拓?fù)湟妶D7，系統(tǒng)及主電路參數(shù)如表1所示。

圖7 多端口能源路由器試驗(yàn)系統(tǒng)Fig.7 Experimental system block diagram of energy router

表1 系統(tǒng)及主電路參數(shù)Tab.1 System and main circuit parameters

3.2 軟開關(guān)實(shí)驗(yàn)

對(duì)所設(shè)計(jì)的高頻變壓器參數(shù)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，AC400V及AC1180V支路在200 kW額定牽引功率下的開關(guān)管實(shí)驗(yàn)波形如圖8所示。

圖8 軟開關(guān)實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Soft switch experimental waveforms

由圖8可知，牽引工況下，LLC一次側(cè)變換器器件在管壓降為0時(shí)開通，實(shí)現(xiàn)了零電壓開通，其二次側(cè)變換器器件在二極管電流較小時(shí)關(guān)斷，實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷；DAB一、二次側(cè)變換器在滿載200 kW牽引工況下均能實(shí)現(xiàn)零電壓開通。

3.3 磁飽和抑制實(shí)驗(yàn)

試驗(yàn)中，DAB一、二次側(cè)兩電平H橋變換器開關(guān)管的脈沖寬度存在偏差，該偏差主要由控制回路的硬件延時(shí)、脈沖的邊沿抖動(dòng)及驅(qū)動(dòng)信號(hào)的延時(shí)造成，這將導(dǎo)致DAB電流尖峰[圖9（a）]、增大器件及高頻變壓器損耗，嚴(yán)重時(shí)引發(fā)過(guò)流或器件故障。

圖9 磁飽和抑制實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Magnetic saturation suppression experimental waveforms

按照第2.2節(jié)所示磁飽和抑制策略提取DAB高頻電流的直流分量，分別對(duì)一、二次側(cè)的直流偏磁進(jìn)行閉環(huán)控制，獨(dú)立調(diào)節(jié)各自的占空比可實(shí)現(xiàn)一、二次側(cè)磁飽和解耦，消除因變壓器磁飽和帶來(lái)的電流尖峰，將飽和尖峰電流由65 A降低至5 A以內(nèi)[圖9（b）]，降低了92.3%。通過(guò)對(duì)該控制策略下整體變流器全功率段各種工況下的運(yùn)行特性進(jìn)行考核，驗(yàn)證了所提方法的有效性。

3.4 各端口能量路由實(shí)驗(yàn)

各端口能量路由實(shí)驗(yàn)是在圖7所示試驗(yàn)系統(tǒng)基礎(chǔ)上，在直流側(cè)接入一陪試網(wǎng)側(cè)變流器，實(shí)現(xiàn)能源路由器與陪試柜在牽引和回饋工況下的對(duì)拖試驗(yàn)。圖10為AC400V和AC1180V支路DC-DC變換器的能量分配實(shí)測(cè)電壓、電流曲線。按照功率電壓協(xié)調(diào)的主從-下垂控制策略，由AC400V支路作為主站穩(wěn)定直流電壓，AC1180V支路作為從站，兩者之間做下垂協(xié)調(diào)控制，按照能量管理系統(tǒng)調(diào)度要求實(shí)現(xiàn)各個(gè)支路的功率分配，系統(tǒng)運(yùn)行穩(wěn)定正常。

圖10 各端口能量路由實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Port energy routing experimental waveforms

3.5 整流器并聯(lián)運(yùn)行實(shí)驗(yàn)

整流器并聯(lián)運(yùn)行試驗(yàn)主要驗(yàn)證AC1180V支路在牽引和回饋工況下與整流器無(wú)內(nèi)部環(huán)流。由圖11可知，整個(gè)系統(tǒng)空載運(yùn)行、AC1180V支路270 kW牽引和回饋工況下，二極管整流器的電流有效值分別為1.82 A、5.18 A和4.56 A；由能源路由器AC1180V支路傳遞能量，其波形中的高頻毛刺分量在整流器投入前后基本無(wú)變化，主要由探頭或測(cè)量系統(tǒng)引入。通過(guò)設(shè)置合理的運(yùn)行電壓，可實(shí)現(xiàn)能源路由器與整流器并聯(lián)穩(wěn)定運(yùn)行（一般需設(shè)置運(yùn)行電壓高于整流器輸出電壓才能不引起二極管與能源路由器之間的環(huán)流），確保兩者之間無(wú)功率環(huán)流產(chǎn)生。

圖11 整流器并聯(lián)運(yùn)行實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms of the diode rectifiers with parallel operating

4 結(jié)語(yǔ)

針對(duì)城市軌道交通單向供電的特點(diǎn)，本文提出一種適用于既有站房供電、用電設(shè)備及分布式發(fā)電單元的能量可自由多端口雙向交互的能源路由器，并通過(guò)電力電子高頻化技術(shù)提升整體系統(tǒng)的功率密度和集成度。本研究得出以下結(jié)論：

（1）通過(guò)對(duì)AC400V及AC1180V支路的高頻化拓?fù)湓O(shè)計(jì)及高頻變壓器參數(shù)選擇，使LLC和DAB變換器的軟開關(guān)，減小了開關(guān)器件損耗，進(jìn)一步提升了系統(tǒng)效率；

（2）采用高頻變壓器一、二次側(cè)變換器分別控制的磁飽和抑制方法，可實(shí)現(xiàn)一、二次側(cè)磁飽和解耦；

（3）通過(guò)結(jié)合現(xiàn)有直流電網(wǎng)系統(tǒng)電壓控制方法，將主從控制和下垂控制相結(jié)合，使兩者的優(yōu)勢(shì)互補(bǔ)，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)電壓的穩(wěn)定控制以及各個(gè)端口間的能量分配，且在多臺(tái)能源路由器并聯(lián)運(yùn)行下，更能體現(xiàn)本控制策略的優(yōu)越性。

未來(lái)，城市軌道交通供電系統(tǒng)的發(fā)展方向?yàn)橥ㄟ^(guò)變流器和高頻變壓器取代前端整流變壓器和既有供配電系統(tǒng)。因此，開發(fā)高壓直掛35 kV中壓交流電網(wǎng)的能源路由器，使分布式能源（光伏、風(fēng)電等）、儲(chǔ)能設(shè)備、充電設(shè)備、牽引供電系統(tǒng)、直流空調(diào)和直流變頻電梯等多種負(fù)荷的互聯(lián)互通，形成不同電壓等級(jí)的直流微網(wǎng)，實(shí)現(xiàn)各個(gè)端口的區(qū)域自治，便于形成統(tǒng)一調(diào)度調(diào)控的城市軌道交通能源互聯(lián)網(wǎng)。為此，需針對(duì)電壓不匹配時(shí)的DAB多移相效率優(yōu)化提升技術(shù)、多個(gè)LLC支路并聯(lián)擴(kuò)容的均流、多臺(tái)能源路由器的集群控制和能量調(diào)度算法等進(jìn)行深入研究。