趙振棟，周 穎，陳光鋒

(蘭州空間技術(shù)物理研究所，蘭州 730000)

0 引言

在空間環(huán)境中，航天器與高能電子和空間等離子體的相互作用而發(fā)生靜電電荷積累及泄放，航天器外表面會積累電荷，出現(xiàn)表面充放電效應(yīng)。航天器的充放電是導(dǎo)致航天器異常和故障失效的常見的原因之一[1-6]，據(jù)統(tǒng)計，在1973年12月—1989年4月美國衛(wèi)星異常數(shù)據(jù)庫里GEO軌道發(fā)生的2802次異常事件中，充電引起的靜電放電觸發(fā)異常964次，達到了34.4%，因此對航天器的充電水平進行探測顯得非常地必要，可為表面充放電研究和工程防護設(shè)計提供重要依據(jù)[7]。

根據(jù)文獻報導(dǎo)，國內(nèi)外已發(fā)射的航天器表面電位探測器有電容分壓式和振動電容式兩種類型[8]。電容分壓式表面電位探測載荷應(yīng)用較多，比如：2003年ISRO衛(wèi)星中心發(fā)射的GSAT-2衛(wèi)星應(yīng)用了電容分壓式表面充電監(jiān)測儀載荷[9]，1995年由Bogorad等[10]研制的航天器綜合環(huán)境監(jiān)測系統(tǒng)中包含了電容分壓式表面充電探測器；國內(nèi)中科院空間科學(xué)與應(yīng)用研究中心研制的表面電位探測器在神舟系列飛船、某LEO和GEO軌道衛(wèi)星上都有應(yīng)用[11-15]。

1 電容分壓式表面電位探測原理

電容分壓方案可用來測量衛(wèi)星表面電位，此方案由表面介質(zhì)材料和標(biāo)準(zhǔn)電容組成。通常，介質(zhì)材料選用teflon、kapton薄膜、OSR玻璃片，或在金屬導(dǎo)電板上噴鍍Chemglaze Z306材料。表面介質(zhì)材料模擬實際暴露于衛(wèi)星表面的包覆材料，這樣才能真實地表征衛(wèi)星表面充放電效應(yīng)。充電介質(zhì)材料表面在空間中受到電子、離子、二次發(fā)射電子/離子、背散射電子等在隨機方向的撞擊引起了粒子束電流，材料表面由于電荷不斷累積形成了相對于衛(wèi)星地的電勢體，基本原理示圖如圖1所示。

圖1 表面充電示意圖Fig.1 Schematic diagram of surface charging

論文中設(shè)計的表面電位探測器由傳感器和測量電路兩部分組成，如圖2所示[16]。串聯(lián)的兩個電容中間電壓與表面電位成比例關(guān)系，比例系數(shù)約為電容比。分壓電位作為傳感器信號反映了介質(zhì)材料樣品膜表面相對于結(jié)構(gòu)地的電位。

圖2 表面電位探測器系統(tǒng)框圖Fig.2 System block diagram of surface potential detector

2 測量漂移情況及原因

實際測試發(fā)現(xiàn)，電容分壓式表面電位探測器在長期工作時，會出現(xiàn)輸出漂移的現(xiàn)象，而且漂移量過大以致于無法表征空間航天器表面電位。本節(jié)通過電容分壓的測量原理詳細分析產(chǎn)生這種漂移的原因。

2.1 電容分壓網(wǎng)絡(luò)模型

電容分壓式表面電位測量方法，一般需要高阻輸入，否則感應(yīng)電荷很快通過輸入電阻泄放到地，導(dǎo)致輸出電壓不能正確表征Vs。

等效的微分電容分壓網(wǎng)絡(luò)模型如圖3所示，圖中Cs表示介質(zhì)材料樣品膜外表面和內(nèi)表面耦合形成等效電容；C1表示低壓臂電容；Vs表示被測表面電位，Vout1為分壓網(wǎng)絡(luò)測量輸出電壓。

圖3 微分電容分壓網(wǎng)絡(luò)基本模型Fig.3 Basic model of differential capacitance voltage dividing network

根據(jù)流過Cs的電流等于C1與電阻Ri電流之和，則有

(1)

對式(1)積分運算，得到

(2)

再經(jīng)過拉普拉斯變換和反變換，得到輸出電壓Vout1與被測電位Vs之間的時域關(guān)系為

(3)

從式(4)時域角度，輸出電壓Vout1和被測電位Vs存在指數(shù)關(guān)系，趨于穩(wěn)定的時間常數(shù)τ=Ri(C1+Cs)。短時間內(nèi)，指數(shù)項對輸出的影響很小，則輸出電壓和電位Vs存在線性比例關(guān)系：

(4)

式(3)僅用來作為輸出電壓的趨勢變化分析，因為當(dāng)輸入的Vs(t) 始終為正電位時，指數(shù)函數(shù)大于零，輸出Vout1(t) 必然為正，最終衰減趨于零。但實際上以數(shù)據(jù)模擬和真實電路測試來看，輸出會在負電壓值趨于穩(wěn)定。所以在數(shù)據(jù)模擬仿真和實際產(chǎn)品測試應(yīng)用時依然采用式(2)。

2.2 輸入偏置電流及漏電流的影響

前置運放的輸入偏置電流是影響輸出漂移的關(guān)鍵因素，由于分壓網(wǎng)絡(luò)直接輸入到運放同相端時，運放輸入端沒有直接到地的輸入偏置，并且Vs為負電位，電路工作時輸入偏置電流會向分壓電容方向回流。這必然會在分壓電容處電壓不斷累積，導(dǎo)致輸出漂移。另外，漏電流也是影響靜電電位測量的重要因素，漏電流形成的原因非常復(fù)雜，主要包括：傳感器到結(jié)構(gòu)地的漏電流，分壓電容的漏電流，輸入線路到地的漏電流，運放輸入端的靜電壓相對電源和地的漏電流，繼電器觸電與線包之間的漏電流，等等。漏電流會持續(xù)地將感應(yīng)電荷向地泄漏，導(dǎo)致輸出漂移。

綜上，輸入偏置電流和各種漏電流的模型如圖4所示。圖4中，Ik1：傳感器到地漏電流；Ic1：分壓電容C1漏電流；Ik2：繼電器漏電流；Ik3：輸入線路的漏電流；Ik4：運放輸入端到電源的漏電流；Ib：輸入偏置電流；Ri：運放輸入電阻；Ck4：運放輸入端到電源的寄生電容(相對C1非常小)。

將多種電荷泄漏通道阻抗綜合等效為Rk，并將漏電流和輸入偏置電流綜合可等效為Ib，等效模型如圖5所示。

按照圖4、圖5所示，考慮輸入偏置電流和漏電流的等效模型，推導(dǎo)出探測器輸出與輸入電壓關(guān)系為：

圖4 輸入偏置電流和漏電流模型示圖Fig.4 Model diagram of input bias current and leakage current

圖5 探測器測量電路等效模型Fig.5 Equivalent model of detector measuring circuit

(5)

式中，第一項是理想的分壓比，也是最終期望得到的關(guān)系式。所以可對第二項關(guān)系式進行補償。因為本方案屬于靜電感應(yīng)測量，感應(yīng)電荷隨著衰減而流失，輸出電壓不可逆，所以從電路方面無法時間補償，只能通過標(biāo)定的方式將補償項標(biāo)定出來，進行數(shù)據(jù)補償。

2.3 溫度對輸出漂移的影響分析

溫度可能會影響傳感器耦合電容和漏電流的變化，進而引起漂移。如果使用聚酰亞胺作為充電介質(zhì)材料，根據(jù)熱膨脹特性，一般聚酰亞胺材料的熱膨脹系數(shù)為2×10-5℃～3×10-5℃，即60℃的工作溫度變化量引起的熱膨脹應(yīng)變?yōu)?20×10-5～180×10-5，應(yīng)變量微小，相對傳感器材料尺寸可忽略，所以分析溫度對傳感器電容引起的變化也可忽略不計。

漏電流也會隨溫度升高而增大，變化規(guī)律可通過實驗定標(biāo)方式獲取，在-20℃～40℃溫度范圍內(nèi)在等分度溫度點處進行補償線性系數(shù)的標(biāo)定，將標(biāo)定曲線以溫度為自變量進行擬合，用于最終在數(shù)據(jù)分析時補償處理。

2.4 數(shù)值模擬仿真

對式(5)進行數(shù)值模擬仿真，模擬輸入電壓Vs為周期性鋸齒波，0～500V，上升時間30s，下降時間970s，平靜時間2500s，總周期3500s；Cs=50pF，C1=5nF，電容比100∶1；取Ib=100fA。綜合考慮分壓網(wǎng)絡(luò)和輸入偏置電流及其漏電流對輸出電壓的影響，輸出仿真結(jié)果如圖6所示。

圖6 輸出漂移數(shù)值模擬Fig.6 Data simulation of output drift

結(jié)果表明：輸入輸出按線性趨勢變化；與分壓網(wǎng)絡(luò)指數(shù)變化相比，Ib帶來的漂移比指數(shù)變化漂移更大，所以輸出漂移為負向線性漂移。另外，Ib隨溫度而變化，表示為Ib(T)，溫度越高，Ib越大，導(dǎo)致測量輸出漂移速率越快。輸入偏置電流和漏電流是電容分壓方式測量電位電路固有存在的，不可完全消除，只能盡可能降低。

從圖6(b)仿真結(jié)果看，Vout積分項趨于穩(wěn)定的時間約為10000s，從趨于穩(wěn)定時刻到仿真時間50000s時刻趨于穩(wěn)定的電壓衰減Vout1≈0.5V。而在穩(wěn)定時間50000s時刻，等效漏電流項引起的電壓衰減量Vout2≈1.1V，漂移率0.079V/h。對比得到，Vout積分項帶給輸出的漂移量小于漏電流帶來的影響。按照計算的漂移率，漂到-10V時，需要大約126h。

如果Ib更大，假設(shè)為1pA，仿真結(jié)果如圖6(c)所示。穩(wěn)定后同等時間下，輸出電壓積分項帶來的衰減Vout1≈0.5V不變，而等效漏電流項引起的電壓衰減量Vout2≈6V，對比可得等效漏電流項引起的電壓衰減量遠大于輸出電壓積分項帶來衰減。所以當(dāng)在時間R(C1+C2)后，Vout為線性輸出，于是等價的線性表達式為：

(6)

(7)

3 優(yōu)化方法與結(jié)果

3.1 增加偏置回路和增大輸入阻抗

為了解決電路工作時輸入偏置電流會向分壓電容方向回流，需要有到地的偏置線路，可以去除輸入偏置電流在分壓電容上連續(xù)積分。有兩種電路設(shè)計方法：一是采用MOSFET作為前置運放的輸入級，二是高阻輸入接地。

方法1：正反饋自舉電路增大輸入阻抗。在測量前置運放輸入端偏置到地的高阻值電阻，而一般可選用的大電阻為GΩ量級，較難滿足要求。論文中采用改進的正反饋跟隨器作為前置放大電路，如圖7(a)所示。假設(shè)輸入端電阻分別為R，則改進的跟隨電路輸入電阻，高出幾個數(shù)量級。通過設(shè)計這種跟隨電路，不僅可以讓分壓電容輸入端具有偏置到地的通路，而且具有很高的輸入電阻。

方法2：MOSFET作為輸入級元件。分壓線路處需要高阻特性，并且充電電位為負值，場效應(yīng)管的柵-源之間電阻很高，所以綜合選用耗盡型場效應(yīng)管BSS159N作為前置運放的輸入級，電路形式如圖7(b)所示，BSS159N的夾斷電壓最小可到-3.2V，為了保證MOSFET工作在線性放大區(qū)，經(jīng)靜態(tài)工作點計算R2必須位于0～38.5Ω。

圖7 兩種改進電路Fig.7 Two improved circuits

3.2 增大指數(shù)項時間常數(shù)

根據(jù)上述分壓網(wǎng)絡(luò)模型的分析，輸出電壓隨指數(shù)變化，但最終隨時間逐漸趨于穩(wěn)定，穩(wěn)定時間常數(shù)。增大時間常數(shù)可降低漂移速率，設(shè)計中采用高輸入阻抗的前放跟隨電路，增大傳感器等效電容來實現(xiàn)。

3.3 數(shù)據(jù)校正

電路長期工作時，Ib帶來的線性漂移遠大于電壓的指數(shù)變化漂移。通過標(biāo)定的方式對式(7)進行補償。設(shè)置模擬信號源鋸齒波周期為10s，0～0.2V電壓，電容比是1∶1，測試24h。單周期輸出0～0.1V，符合分壓比關(guān)系。將擬合得到的線性關(guān)系式作為后期遙測數(shù)據(jù)的補償項，通過數(shù)據(jù)補償可得到圖8結(jié)果，Vout1為補償后輸出電壓，Vs為反算后的被測表面電位。通過數(shù)據(jù)補償，反算得到Vs約10V，結(jié)果能比較穩(wěn)定地表征真實表面電位。

圖8 補償后數(shù)據(jù)擬合Fig.8 Data fitting after compensation

3.4 電荷清零

電路在長時間工作時，漂移會越來越大，會造成輸出電壓滿偏，所以測量電路判斷輸出電壓高于設(shè)定的滿偏閾值時，通過軟件發(fā)送指令將分壓電容處的靜電荷清零，并將清零時刻前的輸出電壓作為新的初始電壓，存入寄存器中，用于后期數(shù)據(jù)處理。

此外，電容分壓的表面電位監(jiān)測探頭是靜電荷測量，傳感器電容和分壓電容上會受到運放測量電路供電和外界環(huán)境因素的干擾，這會引起表面電位探測器測量輸出的初值電壓會出現(xiàn)零偏。所以在加電測量前的初始狀態(tài)，通過電荷清零的方法進行零點校準(zhǔn)。

3.5 印制電路板設(shè)計

主要包括電磁干擾屏蔽、印制板良好絕緣等方面進行設(shè)計。避免印制板介質(zhì)引入的漏電流，將分壓電容和運放輸入端等信號輸入路徑包圍隔離的等勢區(qū)，并且將綠油阻焊層開窗，裸露印制板基材。

4 產(chǎn)品測試

通過高壓電源模擬kapton膜表面充電電位，用來輔助電路調(diào)試，以下分別施加不同的模擬源進行測試。

測試1：信號源鋸齒波周期T=2000s，電壓范圍0～10V；電路系數(shù)比β=100，測試時間40.786h。2000s的上升時間基本能模擬介質(zhì)材料充電上升時間，地測設(shè)備采集的輸出電壓結(jié)果如圖9(a)所示，趨于穩(wěn)定的時間約為16200s。

測試2：施加恒定電壓Vs=100V；電路系數(shù)比β=100，測試時間53.528h，地測設(shè)備采集的輸出電壓結(jié)果如圖9(b)所示，趨于穩(wěn)定的時間約為19440s。

圖9 產(chǎn)品測試結(jié)果Fig.9 Product test results

5 結(jié)論

通過對航天器用電容分壓式表面電位探測器長期工作時的漂移現(xiàn)象進行理論分析，提出了多種優(yōu)化方法，并通過測試驗證分析得出結(jié)論：

1)兩種優(yōu)化電路都能實現(xiàn)輸入偏置到地，但存在優(yōu)劣。采用場效應(yīng)管BSS159N的電路輸出電壓漂移速率較正反饋自舉電路更快，說明BSS159N的柵源極之間的絕緣電阻并不如理想的極高阻，相比正反饋跟隨器輸入電阻要低。耗盡型MOSFET作為輸入級的運放由于漏極電流大，產(chǎn)品功耗較大。

2)雖然優(yōu)化電路可以減緩漂移的速率，但是不能改變漂移的總體趨勢，所以電容分壓式表面電位探測器如果長期在軌工作時漂移較大，難以滿足航天器長壽命表面充電探測的載荷，僅可用于航天器瞬時或短時間內(nèi)表面電位的測量。

3)如果想實現(xiàn)航天器的長壽命表面充電探測，可通過在軌或地面進行時漂補償處理后得到的數(shù)據(jù)才能作為航天器表面電位的真實有效數(shù)據(jù)。