黃萬(wàn)奔， 楊家強(qiáng)， 鄧鎔峰， 古湯湯， 卓森慶

(1.浙江大學(xué) 電氣工程學(xué)院，浙江 杭州 310027; 2.寧波奧克斯電氣股份有限公司，浙江 寧波 315191)

0 引 言

永磁同步電機(jī)(permanent magnet synchronous motor，PMSM)因具有高效率、高功率密度等優(yōu)點(diǎn)，在數(shù)控機(jī)床以及家用電器等場(chǎng)合中應(yīng)用廣泛[1]。傳統(tǒng)電機(jī)變頻系統(tǒng)需要大容值電解電容來(lái)維持母線電壓恒定，并通過(guò)功率因數(shù)校正(power factor correction，PFC)電路實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)側(cè)和電機(jī)側(cè)的功率解耦，從而提升網(wǎng)側(cè)輸入功率因數(shù)。但是，電解電容極易受環(huán)境溫度的影響，進(jìn)而影響電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的運(yùn)行壽命。采用小容值的薄膜電容代替大電解電容并省去PFC電路，可以有效提高電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的可靠性，但母線電壓隨著電網(wǎng)電壓產(chǎn)生大幅度波動(dòng)[2]，導(dǎo)致系統(tǒng)的輸入功率因數(shù)難以滿(mǎn)足實(shí)際應(yīng)用的要求。因此，無(wú)電解電容永磁電機(jī)變頻系統(tǒng)的高功率因數(shù)控制研究在工業(yè)界和學(xué)術(shù)界都越來(lái)越受到關(guān)注[2-14]。

為了實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)，文獻(xiàn)[3]和文獻(xiàn)[4]分別采用重復(fù)控制器和比例諧振控制器對(duì)逆變器輸出功率進(jìn)行控制，能夠達(dá)到提升功率因數(shù)的效果，但是沒(méi)有考慮到電網(wǎng)電流最大導(dǎo)通角這一限制條件。針對(duì)母線電壓的波動(dòng)，文獻(xiàn)[5-7]采用電機(jī)電壓前饋補(bǔ)償?shù)姆椒?，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。為了優(yōu)化電流控制，文獻(xiàn)[8]根據(jù)逆變器功率和電壓約束條件，采用離線計(jì)算電機(jī)dq軸電流的方法，對(duì)系統(tǒng)運(yùn)行穩(wěn)定性要求較高。對(duì)此，文獻(xiàn)[9-10]采用在線調(diào)整電機(jī)q軸電流指令的軌跡，能夠?qū)崿F(xiàn)良好電流跟蹤并提高驅(qū)動(dòng)器的輸入功率因數(shù)。針對(duì)電網(wǎng)電流中的諧波，文獻(xiàn)[11-12]采用直接反饋電網(wǎng)電流來(lái)進(jìn)行控制的方式，能夠有效抑制電網(wǎng)電流中的諧振，但是需要額外采集輸入電流。文獻(xiàn)[13]采用母線電壓反饋并構(gòu)造高通濾波器提取諧振信息，設(shè)計(jì)合理反饋回路，能夠有效降低電網(wǎng)電流中的諧波含量，同時(shí)增大系統(tǒng)阻尼以提高穩(wěn)定性。

針對(duì)上述問(wèn)題，本文研究一種高功率因數(shù)無(wú)電解電容永磁電機(jī)變頻系統(tǒng)逆變器電流控制策略。在分析系統(tǒng)輸入電流導(dǎo)通角和相位偏移角對(duì)功率因數(shù)影響的基礎(chǔ)上，結(jié)合輸入電流導(dǎo)通角對(duì)逆變器電流進(jìn)行控制，并采用帶相位補(bǔ)償?shù)谋壤C振控制器對(duì)系統(tǒng)延時(shí)進(jìn)行補(bǔ)償，其輸出作為電機(jī)q軸電流給定。進(jìn)一步利用電網(wǎng)電流的間接微分量前饋補(bǔ)償?shù)诫姍C(jī)q軸電流給定上，無(wú)需增加額外的電流傳感器，以提升逆變器電流控制效果。最后，在無(wú)電解電容永磁壓縮機(jī)驅(qū)動(dòng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上驗(yàn)證了控制策略的有效性。

1 系統(tǒng)輸入功率因數(shù)分析

單相無(wú)電解電容永磁同步電機(jī)變頻系統(tǒng)的主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要包括網(wǎng)側(cè)濾波電感、單相不控整流器、母線薄膜電容、三相逆變器和永磁同步電機(jī)。

圖1 無(wú)電解電容變頻系統(tǒng)主電路Fig.1 Power circuit of single-phase electrolytic capacitor-less drive system

無(wú)電解電容變頻系統(tǒng)采用小容值薄膜電容代替?zhèn)鹘y(tǒng)的大電解電容，使得驅(qū)動(dòng)器的體積顯著減小，提高了系統(tǒng)的可靠性和壽命。同時(shí)，可以通過(guò)控制三相逆變器-電機(jī)側(cè)以提高系統(tǒng)輸入側(cè)的功率因數(shù)，在拓?fù)渖鲜∪チ薖FC單元，使得主電路結(jié)構(gòu)進(jìn)一步簡(jiǎn)化。

1.1 電網(wǎng)電壓和母線電壓分析

電網(wǎng)電壓和母線電壓的關(guān)系如圖2所示，考慮輸入的單相電網(wǎng)電壓為理想正弦波，其表達(dá)式為

圖2 電網(wǎng)電壓和母線電壓的關(guān)系Fig.2 Relationship between ug and udc

ug=Upksinθ。

(1)

式中：Upk為電網(wǎng)電壓幅值；θ為電網(wǎng)電壓實(shí)時(shí)相角。

在無(wú)電解電容變頻系統(tǒng)中，直流母線側(cè)的薄膜電容無(wú)法存儲(chǔ)較大的能量，使得母線電壓呈周期性脈動(dòng)。當(dāng)電機(jī)運(yùn)行時(shí)會(huì)產(chǎn)生反電勢(shì)，母線電壓將不會(huì)跌落到0，而是存在一個(gè)母線電壓最小值udcmin?？紤]濾波電感值較小，當(dāng)|ug|大于udcmin時(shí)，udc近似等于|ug|，此時(shí)二極管導(dǎo)通，輸入電流流向逆變器-電機(jī)側(cè)；當(dāng)|ug|小于udcmin，則udc維持在最小值，此時(shí)輸入電流為0。母線電壓可以表示為

(2)

1.2 功率因數(shù)和輸入電流分析

根據(jù)圖1，可以得到輸入電流的表達(dá)式為

|ig|=ic+iinv。

(3)

式中：ic為母線電容側(cè)電流；iinv為逆變器側(cè)電流。

同時(shí)，電網(wǎng)電壓和輸入電流滿(mǎn)足如下關(guān)系：

(4)

式中：Lg為網(wǎng)側(cè)濾波電感；Rg為線路電阻；udc為母線電壓；sgn()為符號(hào)函數(shù)。

通過(guò)式(4)可知，輸入電流將會(huì)受到網(wǎng)側(cè)濾波電感以及直流母線電壓的影響。當(dāng)二極管導(dǎo)通的時(shí)候，由于網(wǎng)側(cè)濾波電感的續(xù)流作用，輸入電流在過(guò)零點(diǎn)處不會(huì)發(fā)生突變，電網(wǎng)電壓和輸入電流之間的關(guān)系如圖3所示。

圖3 電網(wǎng)電壓和輸入電流的關(guān)系Fig.3 Relationship between ug and ig

在圖3中，假設(shè)二極管的導(dǎo)通寬度為θd，電網(wǎng)電壓與輸入電流之間的相位偏差為θe，輸入電流的表達(dá)式為

(5)

式中Ipk為輸入電流幅值。

根據(jù)式(5)，輸入電流有效值的表達(dá)式為

(6)

結(jié)合式(1)和式(5)，可以得到系統(tǒng)輸入功率的表達(dá)式為

(7)

根據(jù)式(6)和式(7)，系統(tǒng)輸入功率因數(shù)的表達(dá)式為

(8)

式中s為系統(tǒng)的視在功率。

由式(8)可知，系統(tǒng)輸入功率因數(shù)與導(dǎo)通寬度θd和相位偏差θe密切相關(guān)。圖4為系統(tǒng)輸入功率因數(shù)與θd和θe之間的關(guān)系，可以看出，當(dāng)輸入電流的導(dǎo)通角θd一定時(shí)，功率因數(shù)隨著θe減小而增大；當(dāng)電網(wǎng)電壓和輸入電流之間的相位偏差θe一定時(shí)，功率因數(shù)隨著θd增大而增大。當(dāng)θe=0.2 rad時(shí)，θd大于2.5 rad才能夠使得功率因數(shù)達(dá)到0.96以上。當(dāng)θe=0 rad、θd=π rad時(shí)，可以獲得單位功率因數(shù)。

圖4 功率因數(shù)與θd和θe的關(guān)系Fig.4 Relationship between power factor,θd and θe

基于上述的分析可知，系統(tǒng)的輸入功率因數(shù)主要受到輸入電流的影響。因此，為了獲得單位的系統(tǒng)輸入功率因數(shù)，需要消除輸入電流與電網(wǎng)電壓之間的相位偏差θe，然后，在此基礎(chǔ)上使得輸入電流的導(dǎo)通寬度θd達(dá)到π。

2 逆變器電流控制策略研究

通過(guò)上一節(jié)分析可知，為了提高系統(tǒng)的輸入功率因數(shù)，需要使得輸入電流與電網(wǎng)電壓保持同相位，同時(shí)增大輸入電流的導(dǎo)通寬度θd。為此本文提出一種逆變器側(cè)電流控制策略，由式(3)可知，系統(tǒng)輸入電流與逆變器側(cè)電流密切相關(guān)，可以通過(guò)控制逆變器側(cè)的電流來(lái)間接調(diào)節(jié)系統(tǒng)輸入電流，達(dá)到提升系統(tǒng)輸入功率因數(shù)的目的。

考慮理想情況下，忽略逆變器的開(kāi)關(guān)和通態(tài)損耗時(shí)，可以近似認(rèn)為系統(tǒng)的輸入功率等于電機(jī)側(cè)的輸出功率[14]。由此可以得到系統(tǒng)輸入電流的幅值表達(dá)式為

(9)

式中：T*為轉(zhuǎn)速環(huán)輸出的轉(zhuǎn)矩給定值；ωm為電機(jī)的機(jī)械角速度；Urms為電網(wǎng)電壓的有效值。

在實(shí)際工況下輸入電流的導(dǎo)通角難以達(dá)到π rad，需要獲取輸入電流的導(dǎo)通角θd，進(jìn)一步使得輸入電流的相位與電網(wǎng)電壓保持一致，結(jié)合式(9)，可以得到系統(tǒng)輸入電流參考值的表達(dá)式為

(10)

其中輸入電流的導(dǎo)通角表達(dá)式為

(11)

通過(guò)式(2)可以得到直流母線電容側(cè)的電流表達(dá)式為

(12)

式中ωg為電網(wǎng)電壓角頻率。

結(jié)合式(10)和式(12)，可以得到逆變器側(cè)參考電流的表達(dá)式為

(13)

實(shí)際的逆變器側(cè)電流由逆變器側(cè)的輸出功率決定，其表達(dá)式為

(14)

式中：ud、uq為逆變器dq電壓；id、iq為dq電流。

圖5為逆變器電流控制策略的系統(tǒng)框圖。將電網(wǎng)電壓經(jīng)過(guò)鎖相環(huán)得到電網(wǎng)電壓相角θ，根據(jù)式(13)計(jì)算得到逆變器側(cè)參考電流，其中導(dǎo)通角θd由電網(wǎng)電壓和母線電壓實(shí)時(shí)計(jì)算。將逆變器參考電流和逆變器實(shí)際電流的差值作為逆變器電流控制環(huán)的誤差，這個(gè)誤差由帶相位補(bǔ)償?shù)谋壤C振(proportional resonant with compensation，PR_c)控制器進(jìn)行調(diào)節(jié)，其輸出作為電機(jī)q軸電流的給定值。同時(shí)為了進(jìn)一步提高逆變器電流控制的效果，對(duì)電機(jī)q軸電流加入前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)，能夠?qū)崿F(xiàn)系統(tǒng)輸入高功率因數(shù)。

圖5 逆變器電流控制的整體框圖Fig.5 Block diagram of inverter current control

2.1 考慮系統(tǒng)延遲的相位補(bǔ)償設(shè)計(jì)

PR_c控制器相比于傳統(tǒng)的PR控制器，不僅能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)呈周期性變化的逆變器電流信號(hào)跟蹤，還通過(guò)相位超前角對(duì)逆變器電流環(huán)起到相位補(bǔ)償?shù)男Ч浔磉_(dá)式為

(15)

圖6 逆變器電流控制回路框圖Fig.6 Block diagram of inverter current control loop

根據(jù)圖6，可以推導(dǎo)出逆變器電流控制回路的相位表達(dá)式為

∠G(jω)=

ωTd-arctan(τω)。

(16)

利用PR控制器在諧振頻率附近處的相位極值條件[15]，可以得到PR控制器的最小相位表達(dá)式為

(17)

(18)

PR_c控制器在未考慮和考慮相位超前角下的波特圖如圖7所示，可以看出，通過(guò)實(shí)施相位超前角，使得在諧振頻率附近處的相位有了明顯的提升，也能夠滿(mǎn)足系統(tǒng)延時(shí)補(bǔ)償?shù)男枨?。同時(shí)，補(bǔ)償前后對(duì)諧振頻率處的幅頻特性影響較小，能夠保證周期性逆變器電流信號(hào)的跟蹤效果。

圖7 PR_c控制器的波特圖Fig.7 Bode diagram of the PR_c controller

2.2 q軸電流前饋補(bǔ)償

(19)

式中：I1為基波分量的幅值；Ih為h次諧波分量的幅值。

圖8為系統(tǒng)輸入功率因數(shù)與輸入電流諧波的關(guān)系，可以看出功率因數(shù)還與輸入電流諧波相關(guān)。

圖8 功率因數(shù)與輸入電流諧波的關(guān)系Fig.8 Relationship between power factor and ih

考慮輸入電流諧波后的功率因數(shù)表達(dá)式為

(20)

式中THD為總諧波失真因數(shù)，即

(21)

由式(20)和式(21)可知，諧波含量增大會(huì)使得THD的值增大，從而導(dǎo)致系統(tǒng)輸入功率因數(shù)降低。因此，為進(jìn)一步提高功率因數(shù)，應(yīng)當(dāng)減小輸入電流中的諧波含量。所以，在上述逆變器電流控制環(huán)的基礎(chǔ)上加入q軸電流前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)，通過(guò)輸入電流的間接微分模型，得到輸入電流的變化量，以此補(bǔ)償?shù)诫姍C(jī)q軸電流上，進(jìn)一步提高逆變器電流控制的效果。

當(dāng)忽略等效線路阻抗，由式(4)可以得到輸入電流微分模型的表達(dá)式為

(22)

將式(22)中的輸入電流ig作為狀態(tài)變量，等式左側(cè)恰好是輸入電流的變化率，因此，可以利用電網(wǎng)電壓和母線電壓來(lái)計(jì)算輸入電流的變化量，其表達(dá)式為

(23)

式中Ts為采樣周期。

通過(guò)式(23)計(jì)算得到輸入電流的變化量，可以間接地預(yù)測(cè)輸入電流的變化趨勢(shì)，將其作為補(bǔ)償分量來(lái)控制電網(wǎng)電流。但輸入電流的變化量與采樣時(shí)間Ts和濾波電感Lg相關(guān)，過(guò)小的補(bǔ)償不能有效控制輸入電流，另外補(bǔ)償分量偏大會(huì)給系統(tǒng)引入大的擾動(dòng)量，對(duì)控制器性能提出了更高的要求。圖9為q軸電流前饋補(bǔ)償?shù)目刂瓶驁D，僅考慮輸入電流導(dǎo)通階段，將補(bǔ)償量疊加到逆變器電流環(huán)路的輸出上，即q軸電流給定上，達(dá)到前饋補(bǔ)償?shù)男Ч?，其中K為補(bǔ)償系數(shù)。

圖9 q軸電流前饋補(bǔ)償控制框圖Fig.9 Block diagram of current feedforward compensation control

2.3 d軸電流弱磁控制

根據(jù)第一節(jié)的分析，在無(wú)電解電容變頻系統(tǒng)中母線電壓會(huì)發(fā)生周期性波動(dòng)。當(dāng)母線電壓處在udcmin附近的時(shí)候，會(huì)導(dǎo)致三相逆變器-電機(jī)側(cè)的供電電壓不足，從而影響電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行[9-10]，因此需要采用d軸電流弱磁控制策略。

當(dāng)電機(jī)的運(yùn)行轉(zhuǎn)速較低的時(shí)候，電機(jī)采用最大轉(zhuǎn)矩電流比(maximum torque per ampere，MTPA)的控制策略來(lái)提高電流利用效率，d軸電流表達(dá)式為

(24)

式中：ψf為永磁體磁鏈；Ld、Lq分別為電機(jī)d、q軸電感。

隨著電機(jī)的轉(zhuǎn)速增加，為了保證電機(jī)運(yùn)行時(shí)的電壓約束條件，再增加采用電機(jī)電壓反饋的弱磁控制策略。圖10為d軸電流參考值計(jì)算框圖，當(dāng)電機(jī)的d軸和q軸電壓合成幅值超過(guò)電壓約束條件時(shí)，在MTPA所計(jì)算出的d軸電流上再疊加弱磁電流補(bǔ)償值。

圖10 d軸電流弱磁控制框圖Fig.10 Block diagram of current field weakening control

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖11 無(wú)電解電容壓縮機(jī)驅(qū)動(dòng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.11 Experimental platform of the electrolytic capacitor-less system

表1 無(wú)電解電容驅(qū)動(dòng)參數(shù)Table 1 Parameters of the electrolytic capacitor-less system

圖12和圖13為無(wú)電解電容實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上分別采用傳統(tǒng)功率控制方法、電壓前饋補(bǔ)償控制方法以及所提出的逆變器電流控制方法進(jìn)行壓縮機(jī)功率為700 W下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

圖12 驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的電網(wǎng)電壓、輸入電流和母線電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveforms of ug,ig and udc

圖12(a)為傳統(tǒng)功率控制方法下的電網(wǎng)電壓、輸入電流和母線電壓實(shí)驗(yàn)波形，其中母線電壓中含有顯著的紋波分量，母線電壓最小值udcmin約為80 V，輸入電流導(dǎo)通角約為2.62 rad。圖13(a)為傳統(tǒng)功率控制方法下的電網(wǎng)電壓和輸入電流的電能質(zhì)量分析結(jié)果，其中cosΦ為0.99，即相位偏移角θe約為2.4 rad，THD為40.3%，說(shuō)明輸入電流中的諧波含量較大，使得功率因數(shù)僅為0.91。這是因?yàn)閭鹘y(tǒng)功率控制方法僅針對(duì)輸入電流中的基波成分進(jìn)行控制，導(dǎo)致輸入電流中的諧波含量較大，使得功率因數(shù)受到限制。

圖13 電網(wǎng)電壓和輸入電流的電能質(zhì)量分析結(jié)果Fig.13 Power quality analysis results of ug and ig

圖12(b)為電壓前饋補(bǔ)償控制方法下的電網(wǎng)電壓、輸入電流和母線電壓實(shí)驗(yàn)波形，其中母線電壓中的紋波分量有所減少，母線電壓最小值udcmin約為70 V，輸入電流導(dǎo)通角約為2.69 rad。圖13(b)為電壓前饋補(bǔ)償控制方法下的電網(wǎng)電壓和輸入電流的電能質(zhì)量分析結(jié)果，其中cosΦ為1，即不存在相位偏移，THD為33.4%，說(shuō)明采用電壓前饋補(bǔ)償策略能夠抑制輸入電流中的諧波，功率因數(shù)為0.94。這是因?yàn)殡妷呵梆佈a(bǔ)償控制方法是針對(duì)輸入電流中的諧波進(jìn)行補(bǔ)償控制，可以有效降低諧波含量，但是無(wú)法進(jìn)一步增大輸入電流的導(dǎo)通角以提高功率因數(shù)。

圖12(c)為逆變器電流控制方法下的電網(wǎng)電壓、輸入電流和母線電壓實(shí)驗(yàn)波形，其中母線電壓中的紋波分量能夠被有效抑制，母線電壓最小值udcmin約為30 V，輸入電流導(dǎo)通角約為2.95 rad，說(shuō)明本文的逆變器電流控制方法能夠有效提高輸入電流的導(dǎo)通角。圖13(c)為逆變器電流控制方法下的電網(wǎng)電壓和輸入電流的電能質(zhì)量分析結(jié)果，其中cosΦ為1，即不存在相位偏移，THD為16.0%，說(shuō)明本文電流前饋補(bǔ)償策略能夠進(jìn)一步抑制輸入電流中的諧波，功率因數(shù)為0.98。可見(jiàn)，采用本文的逆變器電流控制策略，能夠有效增大輸入電流導(dǎo)通角并降低諧波電流，功率因數(shù)提升顯著。

圖14 逆變器電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.14 Experimental waveform of iinv

圖15為采用逆變器電流控制方法下的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)d、q電流參考值和實(shí)際值的實(shí)驗(yàn)波形，可以看出，由于前饋補(bǔ)償?shù)男Ч?，q軸電流參考值在呈2倍工頻脈動(dòng)上疊加了電網(wǎng)電流的變化量信息。同時(shí)，為了保持電機(jī)的穩(wěn)定運(yùn)行，d軸電流在-6 A左右波動(dòng)，達(dá)到弱磁的效果。

圖15 d、q軸電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.15 Experimental waveform of iq and id

為了進(jìn)一步驗(yàn)證控制策略的有效性，進(jìn)行壓縮機(jī)功率為900 W的實(shí)驗(yàn)。圖16為電網(wǎng)電壓、輸入電流和母線電壓實(shí)驗(yàn)波形，母線電壓最小值udcmin約為40 V，輸入電流導(dǎo)通角約為2.89 rad。這是因?yàn)楫?dāng)電機(jī)的運(yùn)行功率提升導(dǎo)致相應(yīng)的電機(jī)反電勢(shì)提升，從而udcmin相應(yīng)提高，因此輸入電流的導(dǎo)通角會(huì)有所降低。圖17為電網(wǎng)電壓和輸入電流的電能質(zhì)量分析結(jié)果，其中cosΦ也為1，消除了相位偏移，THD為16.3%，說(shuō)明電流前饋補(bǔ)償策略能夠起到效果，功率因數(shù)維持在0.98以上。

圖16 電網(wǎng)電壓、輸入電流和母線電壓實(shí)驗(yàn)波形(900 W)Fig.16 Experimental waveforms of ug,ig and udc(900 W)

圖17 電網(wǎng)電壓和輸入電流的電能質(zhì)量分析結(jié)果(900 W)Fig.17 Power quality analysis results of ug and ig(900 W)

隨著壓縮機(jī)轉(zhuǎn)速升高，負(fù)載功率近似為線性增大。當(dāng)轉(zhuǎn)速為2 800 r/min時(shí)，負(fù)載功率約為700 W，轉(zhuǎn)速增加到3 800 r/min時(shí)，負(fù)載功率約為900 W。圖18為不同轉(zhuǎn)速條件下功率因數(shù)的測(cè)試結(jié)果，當(dāng)轉(zhuǎn)速大于2 500 r/min時(shí)，功率因數(shù)都能夠保持在0.97以上，可見(jiàn)，采用逆變器電流控制策略能夠有效增加輸入電流的導(dǎo)通角，降低輸入電流中的諧波含量，高功率因數(shù)控制效果顯著。

圖18 功率因數(shù)與電機(jī)轉(zhuǎn)速的關(guān)系Fig.18 Relationship between power factor and motor speed

4 結(jié) 論

針對(duì)無(wú)電解永磁電機(jī)變頻系統(tǒng)，本文研究了一種無(wú)電解電容永磁電機(jī)變頻系統(tǒng)逆變器電流控制策略。能夠有效增大輸入電流導(dǎo)通角，降低諧波電流，達(dá)到高功率因數(shù)效果。得到的結(jié)論如下：

1)分析系統(tǒng)輸入功率因數(shù)與電網(wǎng)電壓和輸入電流之間的關(guān)系，為實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)單位輸入功率因數(shù)，需要消除輸入電流與電網(wǎng)電壓之間的相位偏差θe，在此基礎(chǔ)上使得輸入電流的導(dǎo)通寬度θd達(dá)到π。

2)結(jié)合輸入電流的導(dǎo)通角，對(duì)逆變器電流進(jìn)行控制，并利用帶相位補(bǔ)償?shù)谋壤C振控制器對(duì)系統(tǒng)延時(shí)進(jìn)行補(bǔ)償，其輸出作為電機(jī)q軸電流給定，能夠?qū)崿F(xiàn)通過(guò)控制逆變器電流來(lái)間接控制輸入電流，顯著提高了系統(tǒng)輸入功率因數(shù)。

3)利用電網(wǎng)電壓和母線電壓間接獲取輸入電流的微分量，并前饋補(bǔ)償?shù)诫姍C(jī)q軸電流給定值上，以提升逆變器電流控制效果，能夠有效降低輸入電流中的諧波電流。