劉 伽， 張志鋒， 孫全增

(沈陽工業(yè)大學(xué) 電氣工程學(xué)院，遼寧 沈陽 110870)

0 引 言

隨著電力電子變換器的廣泛應(yīng)用，電機驅(qū)動系統(tǒng)不再受傳統(tǒng)三相電源相數(shù)的限制。六相電機因與傳統(tǒng)三相電機的緊密聯(lián)系而受到廣泛關(guān)注。相比于傳統(tǒng)三相電機調(diào)速系統(tǒng)，多相電機變頻調(diào)速系統(tǒng)能夠利用低壓器件提高電機功率，不僅可以有效減小電機輸出轉(zhuǎn)矩脈動，而且擁有較好的容錯性和更大的控制自由度。因此，其在要求大功率、高可靠性、高性能的應(yīng)用場合，如船艦推進、電動汽車、風(fēng)力發(fā)電等領(lǐng)域具有良好的應(yīng)用前景[1-5]。其中，相移30°的雙三相永磁同步電機(DT-PMSM)有兩組帶隔離中性點的三相繞組，在空間上相移30°，其轉(zhuǎn)矩脈動比普通多相電機更小，具有更大的優(yōu)勢[6]。

近些年，DT-PMSM 在國內(nèi)外的使用越來越廣泛，對其性能的要求也越來越高。DT-PMSM由雙三相電壓源逆變器驅(qū)動，功率管的開通和關(guān)斷會在開關(guān)頻率及其整數(shù)倍處產(chǎn)生集中的高頻諧波。相比于三相和五相電機，雙三相電機中存在諧波低阻抗路徑，導(dǎo)致了諧波電壓在雙三相電機中產(chǎn)生的低頻和高頻諧波電流均比三相電機大得多，因而雙三相電機的損耗和高頻噪音問題也比三相電機嚴重得多[7-11]。目前，國內(nèi)外學(xué)者針對這一問題做了大量的研究工作。文獻[12]以雙三相電機最大四矢量調(diào)制策略為基礎(chǔ)，分析了零矢量分配策略，對比了開關(guān)連續(xù)型調(diào)制和非連續(xù)型調(diào)制策略，證明了非連續(xù)型調(diào)制策略的開關(guān)頻率和諧波含量相對較低，但會在一定程度上增加電磁轉(zhuǎn)矩的脈動。文獻[13]利用載波移相技術(shù)的LC濾波電感抑制了脈寬調(diào)制(PWM)引起的高頻電流諧波，然而，在逆變器和電機之間使用LC濾波電感會增加系統(tǒng)的體積，除此之外，電機驅(qū)動系統(tǒng)的附加損耗和動態(tài)性能也受到很大的影響。文獻[14]基于三相電機提出了一種改進型空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)策略，通過把一個周期內(nèi)的開關(guān)序列進行重組，以提高33%的開關(guān)損耗為代價，抑制了開關(guān)頻率奇數(shù)倍次的諧波，但該方法并沒有延伸至多相電機領(lǐng)域且對開關(guān)頻率要求較高的場合并不適用。文獻[15]提出了一種改進型單邊規(guī)則采樣SVPWM，把兩個連續(xù)的載波周期內(nèi)后一個周期的零矢量時序進行換位，該方法可以抑制載波頻率奇數(shù)倍的PWM諧波，同時減小開關(guān)損耗，但此方法只適用于三相電機中鋸齒波規(guī)則采樣，有一定局限性。目前，載波擴頻調(diào)制技術(shù)在降低諧波幅值方面有很好的應(yīng)用前景，該技術(shù)在無需改變系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的前提下可以將高頻諧波分散到更寬的頻域范圍，來降低高次諧波的幅值，從而有效抑制電磁干擾。因此，大量關(guān)于這方面的研究工作逐步展開。文獻[16]采用隨機零矢量-隨機開關(guān)頻率的雙隨機調(diào)制策略，該策略控制算法簡單，且將開關(guān)頻率及其整數(shù)倍處的高頻諧波有效地分散到了較寬的頻域，大幅降低了諧波幅值，但在高壓情況下其頻譜分布不均勻。文獻[17]針對五相電機提出一種隨機開關(guān)延時-隨機零矢量的非正弦雙隨機SVPWM方法，該方法在不影響基波和注入諧波分量輸出的前提下，顯著抑制了高次諧波幅值，從而抑制高頻噪聲和電磁干擾。然而，目前研究多以三相電機、五相電機為主，雙三相電機諧波問題的研究還在起步階段。另外，為了更高的直流母線電壓利用率，充分體現(xiàn)多相電機自由度多的特點，雙三相電機矢量控制系統(tǒng)大多采用矢量空間解耦坐標(biāo)變換最大四矢量的調(diào)制方式，但是其產(chǎn)生的PWM開關(guān)序列并不是中心對稱的，雖然減小了開關(guān)損耗的影響，但是諧波含量也會顯著增加[18]。

基于上述問題，本文以DT-PMSM為研究對象，提出一種混合式脈寬調(diào)制策略，可削弱由逆變器驅(qū)動產(chǎn)生的開關(guān)頻率及其整數(shù)倍處的高頻諧波問題。該調(diào)制方法在傳統(tǒng)最大四矢量SVPWM方法的基礎(chǔ)上進行改進，并把改進的SVPWM方法與周期載波頻率調(diào)制策略相結(jié)合。采用改進型SVPWM方法，在不影響控制系統(tǒng)性能的情況下，可以顯著降低開關(guān)頻率及其奇數(shù)倍高次諧波的幅值，而周期性載波調(diào)制策略則可以從整體上將開關(guān)頻率及其整數(shù)倍的高次諧波幅值分散到較寬的頻域內(nèi)。將兩種方法進行結(jié)合，可以更有效地抑制高次諧波幅值，使頻譜分布更加平穩(wěn)，降低系統(tǒng)的振動噪聲。最后，搭建了DT-PMSM的仿真模型，驗證所提方法的有效性。

1 SVPWM

圖1為中性點隔離的相移30°DT-PMSM電壓源逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)。圖中，兩套三相定子繞組有兩個獨立的節(jié)點，ABC三相繞組節(jié)點為N1,UVW三相繞組節(jié)點為N2。

其中Udc是直流母線電壓，每相有上下兩個橋臂，其功率管的開通與關(guān)斷受PWM信號控制，同一時刻每相橋臂只有一個開關(guān)管導(dǎo)通。定義開關(guān)函數(shù)S=[SaSbScSuSvSw]，Sa=1表示逆變器A相上橋臂導(dǎo)通，Sa=0表示A相下橋臂導(dǎo)通，其他相亦然。與三相系統(tǒng)相比，雙三相逆變器存在64種開關(guān)狀態(tài)，與其轉(zhuǎn)換開關(guān)對應(yīng)的64個電壓矢量在α-β子平面和z1-z2子平面的電壓矢量可以表示為

(1)

式中：a=ejπ/6。

每個電壓矢量都可用一個八進制數(shù)表示，八進制數(shù)對應(yīng)的二進制數(shù)代表了電壓源逆變器的開關(guān)狀態(tài)，根據(jù)不同的開關(guān)組合，可以得到60個有效電壓矢量和4個處于原點位置的零矢量(V00，V07，V70，V77)。64個電壓矢量將2個正交的子空間等分為12個扇區(qū)，其中60個有效矢量按幅值大小可分為大矢量Vmax、中矢量Vmidl、基本矢量Vmids和小矢量Vmin等4組形式，其幅值分別為

(2)

其中12個基本矢量的幅值為Udc/3，對應(yīng)24個開關(guān)狀態(tài)。其余各組矢量都可由這12個基本矢量合成，在α-β子平面幅值最大的矢量在z1-z2子平面的幅值最小，反之亦然。為了盡可能地提高電壓利用率且諧波可控，本文在α-β子平面使用最大四矢量SVPWM方式并令z1-z2子平面中的參考電壓矢量為0。

參考電壓矢量V*在扇區(qū)I時，其選擇的有效電壓矢量為V45-V41-V9-V11，如圖2圓圈內(nèi)電壓矢量所示，其他扇區(qū)以此類推。選定4個有效電壓矢量后，其矢量作用時間計算過程可表示為

(3)

2 改進型SVPWM

雙三相兩電平SVPWM技術(shù)包含60個有效矢量和4個零矢量，其中不同零矢量的分配方式以及不同有效矢量合成時序均會影響逆變器輸出電壓的諧波分布、諧波含量以及開關(guān)損耗。因此本節(jié)在傳統(tǒng)最大四矢量SVPWM技術(shù)的基礎(chǔ)上對零矢量分配方式和有效矢量合成時序進行適當(dāng)調(diào)整，提出一種改進型SVPWM方式。改進后的SVPWM技術(shù)可以在不影響系統(tǒng)正常運行的前提下有效抑制逆變器輸出電壓、電流的奇數(shù)倍高頻諧波幅值。

2.1 零矢量的選擇與分配

確定零矢量在一個PWM周期內(nèi)的作用時間后，還需要選擇合適的零矢量作用在恰當(dāng)?shù)奈恢谩榱讼即沃C波，需保證電壓調(diào)制波為對稱波形。傳統(tǒng)最大四矢量SVPWM方式在確定每個矢量作用時間后，為了目標(biāo)矢量在各個扇區(qū)之間開關(guān)轉(zhuǎn)換次數(shù)最小選取零矢量，首尾零矢量都為V00，中間插入零矢量為V77,即電壓各個矢量的作用順序為V00、V01、V02、V03、V04、V77、V04、V03、V02、V01、V77。但是由于給定目標(biāo)矢量在一個扇區(qū)中停留的時間長達數(shù)十到上百個PWM周期(視額定頻率fn與載波周期的關(guān)系而定)。為了盡量減少開關(guān)動作次數(shù)，本文所提策略靈活運用這4個零矢量，在選擇首尾零矢量時，著重考慮在同一扇區(qū)中零矢量與相鄰矢量相互變換過程中的開關(guān)次數(shù)最少。

以參考電壓矢量V*在第一扇區(qū)為例，臨近V45時選擇V07為零矢量，此時只有2個開關(guān)發(fā)生變化，同理插入的中間零矢量亦是如此。同時為了實現(xiàn)輸出波形轉(zhuǎn)矩脈動小，需采用連續(xù)型最大四矢量SVPWM方式，即在一個PWM周期內(nèi)，所有的開關(guān)均有動作[12]，還需要第二個和第三個有效矢量之間插入一個零矢量，即V45與V44之間。為了保證每個PWM周期內(nèi)每組開關(guān)都至少動作一次，插入的零矢量需保證使2個有效矢量中相互轉(zhuǎn)換過程的開關(guān)總次數(shù)最少。最后的各個矢量作用的順序為V77、V55、V45、V07、V44、V64、V70、V64、V44、V07、V45、V55、V77。同理，其他11個扇區(qū)零矢量選擇與分配如表1所示。

表1 零矢量選擇分配

其中Va為首端零矢量，Vb為第二個和第三個有效矢量之間插入的零矢量，Vc為中間零矢量，Vd為尾端零矢量。

2.2 有效矢量的換序

當(dāng)合成矢量位于第一扇區(qū)時，連續(xù)型最大四矢量SVPWM方式的開關(guān)狀態(tài)及其矢量合成圖如圖3所示。圖3(a)為連續(xù)型最大四矢量SVPWM方式的開關(guān)狀態(tài)圖，在一個載波周期內(nèi)，其矢量合成時序為V77、V55、V45、V07、V44、V64、V70、V64、V44、V07、V45、V55、V77。

如圖3(b)所示，其中V*代表合成電壓矢量，可明顯看出有效矢量的作用時序關(guān)于中間零矢量V70中心對稱，即有效矢量所對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)關(guān)于中間零矢量對稱，故電機中相電壓的波形也相對中間零矢量V70對稱，因此相電壓滿足：

v(t+Ts)=v(t)

(4)

式中：Ts為一個載波周期，故相電壓的變化周期為Ts，其對應(yīng)頻率為

(5)

式中：n=1，2，3,…，n；fs為載波頻率，對于連續(xù)型最大四矢量SVPWM技術(shù)，相電壓的高次諧波幅值集中在fs，2fs，3fs，4fs。

相比之下，改進型SVPWM方式通過改變后半個載波周期內(nèi)有效矢量作用時序而實現(xiàn)。有效矢量作用時序變換后，僅末尾零矢量隨著相鄰有效矢量的變化而變化。以第一扇區(qū)為例，如圖4所示，改進型SVPWM方式把后半個載波周期內(nèi)有效矢量作用時序V64、V44、V07、V45、V55變換為V55、V45、V07、V44、V64。變換后，由于載波后半周期內(nèi)矢量作用時序發(fā)生改變，故其對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)也隨之變化，但其有效矢量作用時間依然保持不變，故合成電壓矢量的大小將不會受到影響。同時，本策略把4種零矢量進行優(yōu)先選擇與分配，根據(jù)有效矢量的變化而選取零矢量的作用位置，故有效矢量作用時序的改變幾乎不會影響其整體開關(guān)次數(shù)的變化。

如圖4(a)所示，改進型SVPWM策略在一個載波周期內(nèi)，各矢量合成時序變?yōu)閂77、V55、V45、V07、V44、V64、V70、V55、V45、V07、V44、V64、V70。由圖4(b)可以看出，在一個載波周期內(nèi)，改進型SVPWM技術(shù)在前后半個周期內(nèi)有效矢量作用時序不再關(guān)于零矢量V70中心對稱，其前后半個周期內(nèi)有效矢量作用時序即開關(guān)變化一致，改進技術(shù)的相電壓波形在一個載波周期內(nèi)變成了偶諧函數(shù)，改進后相電壓滿足：

v(t+0.5Ts)=v(t)

(6)

由式(6)可知相電壓調(diào)節(jié)周期變?yōu)?.5Ts，其對應(yīng)頻率為

(7)

由式(7)可知，在開關(guān)狀態(tài)改變之后，相電壓的變化周期變?yōu)檩d波周期的一半，則相電壓的PWM載波頻率增加了一倍，故相電壓的高次諧波幅值集中在2fs，4fs，6fs，8fs。可以看出，相電壓開關(guān)頻率及其奇數(shù)倍諧波頻率被消除。在一個載波周期內(nèi)，改進型SVPWM策略開關(guān)次數(shù)共23次，而改進前SVPWM方式的開關(guān)次數(shù)為22次，改進后開關(guān)次數(shù)僅增加一次。

3 混合式脈寬調(diào)制技術(shù)

上文提出的改進型SVPWM技術(shù)通過改變固定載波周期內(nèi)有效矢量作用時序來大幅度降低開關(guān)頻率及其奇數(shù)倍次的PWM諧波。但這種改進型SVPWM技術(shù)對開關(guān)頻率偶數(shù)倍次的PWM諧波幾乎沒有影響。為了進一步將PWM高次諧波幅值分散到更寬的頻域范圍，本文將改進型SVPWM技術(shù)與周期頻率調(diào)制技術(shù)相結(jié)合，提出一種混合式脈寬調(diào)制技術(shù)。改進型SVPWM技術(shù)通過微觀角度調(diào)整載波周期內(nèi)矢量分配情況進行諧波抑制，而周期頻率調(diào)制技術(shù)可以從宏觀角度的整體周期性變化載波頻率來進行高次諧波抑制。周期頻率調(diào)制技術(shù)使載波周期性變化不影響載波周期內(nèi)矢量的變化，兩者相互獨立，實現(xiàn)過程不存在相互耦合的關(guān)系。該方法在改進型SVPWM技術(shù)的基礎(chǔ)上，進一步將PWM高次諧波頻率幅值分布在較寬的范圍。圖5為DT-PMSM混合式脈寬調(diào)制方法的控制框圖，其中虛線所示即為本文所提的混合式脈寬調(diào)制方法，該方法具體實現(xiàn)過程如圖6所示。

圖6(a)區(qū)域1為改進型SVPWM的實現(xiàn)過程。相比于傳統(tǒng)連續(xù)型最大四矢量SVPWM技術(shù)，改進型SVPWM改變了后半個周期有源矢量的序列，即所對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)也隨之改變。因此實現(xiàn)改進型SVPWM方式，需要在每個扇區(qū)內(nèi)確定對應(yīng)的時間切換點，在時間切換點改變開關(guān)的狀態(tài)來實現(xiàn)有效矢量的換序。

在一個載波周期內(nèi)，相比于傳統(tǒng)連續(xù)型最大四矢量調(diào)制方式，改進型SVPWM方法中有3個被修改的開關(guān)函數(shù)和3個不變的開關(guān)函數(shù)。當(dāng)V*位于第一扇區(qū)時，改進后的開關(guān)狀態(tài)及其具體時間如圖6(b)所示。①②③④⑤為開關(guān)變換的時間切換點，變換后，開關(guān)狀態(tài)函數(shù)Sa、Sv、Sw與傳統(tǒng)連續(xù)型最大四矢量調(diào)制方式開關(guān)狀態(tài)相同，修改后的開關(guān)狀態(tài)函數(shù)Sb在時間點①處變?yōu)榈碗娖剑跁r間點⑤處變?yōu)楦唠娖?，Sc在時間點①處變?yōu)楦唠娖?，時間點②處變?yōu)榈碗娖剑琒w在時間點①處變?yōu)楦唠娖?，時間點④處變?yōu)榈碗娖健Ｍ懋?dāng)矢量位于其他十一個扇區(qū)時，具體的開關(guān)變化狀態(tài)如表2所示。

表2 各扇區(qū)開關(guān)變化狀態(tài)

表2中“↑”代表變?yōu)楦唠娖?，“↓”代表變?yōu)榈碗娖?。根?jù)圖5、圖6及表2的邏輯，可以在微控制單元(MCU)中輕松實現(xiàn)每個載波周期內(nèi)有效矢量時序的轉(zhuǎn)換。

圖6(a)區(qū)域2代表周期性載波的生成過程。相比于改進型SVPWM方式，混合式脈寬調(diào)制技術(shù)通過鋸齒波發(fā)生器模塊產(chǎn)生鋸齒波周期函數(shù)，與三角波發(fā)生器結(jié)合產(chǎn)生周期性載波頻率三角波。用周期性載波頻率的三角波替代原有的固定開關(guān)頻率的三角波，并在其每個變化的開關(guān)周期內(nèi)，進行扇區(qū)判斷，根據(jù)所對應(yīng)的扇區(qū)來選擇合適的有效矢量進行時序的變換，這樣就實現(xiàn)了本文所提出的混合式脈寬調(diào)制技術(shù)。

4 仿真分析

本文以DT-PMSM為對象，在MATLAB/Simulink中搭建系統(tǒng)的仿真模型，來驗證所提策略的有效性。比較了傳統(tǒng)連續(xù)型最大四矢量SVPWM策略、改進型SVPWM策略、改進型SVPWM結(jié)合周期載波頻率的混合式脈寬調(diào)制策略3種不同方式對應(yīng)的相電流、相電壓、諧波子平面的諧波含量。對相電流的波形進行了低頻、高頻段快速傅里葉變換(FFT)及其功率譜的分析，同時對相電壓的波形進行了高頻段FFT和功率譜分析。其中低頻段FFT可以直觀看出總諧波畸變率(THD)及其各次諧波的含量，高頻段FFT分析可以看出高頻段諧波的含量，功率譜分析可以更直觀地看出高頻段諧波的大小與分布。在仿真中，設(shè)置常規(guī)SVPWM方法的固定開關(guān)頻率為10 kHz，周期載波頻率的變化范圍為[8 K，12 K]，驅(qū)動器直流側(cè)輸入電壓Udc為340 V。DT-PMSM主要參數(shù)如表3所示。

表3 DT-PMSM參數(shù)

圖7對比了3種不同算法相電流及其低頻段的諧波情況。由圖7(a)可以看出，傳統(tǒng)最大四矢量SVPWM方式相電流THD為3.52%，在低頻域，可以明顯看出相電流的五次、七次諧波含量較高，分別占比2.31%、1.39%。圖7(b)為改進型SVPWM方式的仿真結(jié)果，其相電流THD降低為2.63%，五次、七次諧波含量分別為1.03%、0.83%，相比于傳統(tǒng)SVPWM方式，改進型SVPWM方法THD減小0.89%，且其五次、七次諧波含量分別降低1.28%和0.56%。圖7(c)為混合式脈寬調(diào)制方式的仿真結(jié)果，在低頻域其相電流波形諧波含量明顯減少，THD降低為2.10%，五次、七次諧波含量分別為0.21%和0.05%，THD比改進型SVPWM方式減小了0.53%，其五次、七次諧波分別減小了0.82%、0.72%，相電流波形明顯更接近正弦，改善了系統(tǒng)的性能。

圖8為使用3種不同調(diào)制算法的相電流高頻段FFT及其功率譜的諧波情況。由圖8(a)可以看出，傳統(tǒng)SVPWM方式相電流的高頻諧波均集中在開關(guān)頻率及其整數(shù)倍附近，由其功率譜可以明顯看出其開關(guān)頻率及其整數(shù)倍有明顯較高的峰值，其高次諧波在10、20、30、40 kHz處的幅值分別為12.85、2.21、-0.62、5.23 dbm。圖8(b)為改進型SVPWM技術(shù)的仿真情況，該方法明顯降低了開關(guān)頻率奇數(shù)倍次的諧波幅值，在10、20 kHz處的諧波幅值分別降低了33.17、25.46 dbnm，但開關(guān)頻率偶數(shù)倍次諧波幅值幾乎沒有改變。圖8(c)為混合式脈寬調(diào)制技術(shù)仿真情況，該技術(shù)使開關(guān)頻率及其整數(shù)倍的高頻諧波幅值均有所降低，由功率譜可以看出，在10、20、30、40 kHz的高次諧波幅值分別降低到-15.63、-12.39、-20.87、-16.21 dbm，電流諧波在其開關(guān)頻率整數(shù)倍處無明顯的峰值諧波，整個電流頻譜相對平穩(wěn)，大大改善了系統(tǒng)協(xié)同的性能。

圖9為3種不同調(diào)制方式對應(yīng)的z1-z2諧波子平面電流仿真波形。如圖9(a)所示，傳統(tǒng)連續(xù)型最大四矢量SVPWM方式的諧波平面電流各處的波動最大范圍接近12。圖9(b)為改進型SVPWM方式下諧波平面電流波形，其諧波波動范圍最大為10，大多時間段對應(yīng)的諧波幅值波動為5～7。如圖9(c)所示，混合式脈寬調(diào)制技術(shù)幅值波動范圍降低到4，相比于前兩種調(diào)制方式，混合式脈寬調(diào)制方式對諧波平面電流波動有更好的抑制效果。

圖10為3種不同調(diào)制算法下相電壓的波形圖，可以看出相電壓波形并無明顯變化，采用改進型SVPWM和混合式脈寬調(diào)制技術(shù)只改變了每個開關(guān)周期內(nèi)電壓矢量作用時序和分配情況，并沒有改變有效矢量作用的時間，因此合成參考電壓矢量的大小并沒有改變，只對開關(guān)損耗和諧波含量有一定影響，故與上文理論分析相符。

圖11為使用3種調(diào)制方式下相電壓高頻段FFT及其功率譜分析。由圖11(a)可以看出，使用傳統(tǒng)SVPWM方式在開關(guān)頻率10、20、30、40 kHz處的電壓諧波幅值分別為58.56、57.21、53.48、59.13 dbm，諧波含量占比分別為33.32%、24.76%、17.26%、31.86%?？梢钥闯鱿嚯妷涸陂_關(guān)頻率及其整數(shù)倍處有明顯的高次諧波，其峰峰值較大。當(dāng)使用改進型SVPWM方式時，其10、30 kHz處的諧波幅值變?yōu)?3.85、25.12 dbm，幅值降低了34.71、28.36 dbm，由高頻FFT分析可知10、30 kHz諧波含量降到了30.47%和16.01%，大大降低了開關(guān)頻率及其奇數(shù)倍的諧波峰值，但在20、40 kHz處諧波含量幾乎不變，與改進型SVPWM方式結(jié)果相吻合。使用混合式脈寬調(diào)制方式時，10、20、30、40 kHz處的電壓諧波幅值分別為36.75、43.21、32.81、41.36 dbm，相比于傳統(tǒng)SVPWM方式，其諧波幅值分別降低了21.81、14.00、20.67、17.77 dbm，相比于改進型SVPWM方式，其偶次高頻諧波20、40 kHz處的電壓幅值降低了15.1、18.69 dbm。使用混合式脈寬調(diào)制技術(shù)明顯抑制了開關(guān)頻率及其整數(shù)倍頻率高次諧波幅值尖峰，高頻諧波幅值均勻分布在開關(guān)頻率及其整數(shù)倍附近，且功率譜光滑、無明顯尖峰。綜上所述，混合式脈寬調(diào)制方法顯著抑制了高頻諧波含量，且諧波分散效果優(yōu)于傳統(tǒng)和改進型SVPWM方式，與理論分析一致。

5 結(jié) 語

本文針對DT-PMSM矢量控制系統(tǒng)在逆變器驅(qū)動的情況下，其開關(guān)頻率及其整數(shù)倍處存在嚴重的高頻諧波這一主要問題，提出了一種混合式脈寬調(diào)制技術(shù)。該調(diào)制技術(shù)把改進型SVPWM與周期載波頻率調(diào)制方法相結(jié)合，可以更有效地降低相電流低頻段及高頻段的諧波含量，并大大抑制了諧波子平面的諧波振蕩問題。且該控制策略不需要修改系統(tǒng)硬件、改變調(diào)節(jié)器參數(shù)，在不影響矢量控制系統(tǒng)性能的前提下，使電流頻譜分布更加均勻。