陳雪盟 梁仙靈* 張曉漢 李洪吉 耿軍平 金榮洪 汪偉

（1.上海交通大學，上海 200240；2.華東電子工程研究所，合肥 230088）

引言

隨著無線通信系統(tǒng)向小型化、多功能方向發(fā)展，為確保不同頻段的無線電終端能夠同時有效地工作，濾除來自其他終端的干擾顯得尤為重要.現有方法是在天線后端級聯濾波器來解決這些干擾問題[1-3].但級聯濾波器將占據通信系統(tǒng)一定的空間，不適合系統(tǒng)小型化發(fā)展.若將天線與濾波器融合，彼此共享體積，則可以在不增加天線尺寸的前提下提升系統(tǒng)的抗干擾能力.

波導縫隙陣列天線具有輻射效率高、功率容量大、機械強度好、天線剖面低等優(yōu)點，被廣泛應用于無線通信、雷達系統(tǒng)等[4-9].目前波導縫隙陣列天線抗干擾的方法主要有兩種：第一種是將濾波器與波導縫隙陣列天線的饋電網絡融合設計[10-12].如文獻[10]中將消失模濾波器與脊波導縫隙陣列天線的饋電功分網絡融合設計，實現了高于30 dB 的帶外增益抑制；文獻[12]中將雙工器與多層波導縫隙陣列天線的饋電網絡融合設計，實現了高于50 dB 的帶外增益抑制.此種設計方法較為簡單，不需要考慮引入的濾波結構對天線輻射特性的影響，但一般適用于饋電網絡空間較大的陣列天線.

基于此，本文提出了一種基于T 型諧振器的抗干擾矩形波導縫隙陣列天線，在C 波段能夠高效輻射，在X 波段具有較好的抗干擾能力.與傳統(tǒng)矩形波導縫隙陣列天線相比較，本文設計天線抗干擾能力提升了32.2～69.3 dB.

1 基于T 型諧振器的矩形波導分析

本文通過在矩形波導下壁引入周期性的T 型諧振器來提升天線的抗干擾能力.圖1 給出基于T 型諧振器的矩形波導的結構及其等效電路.如圖1(a)所示，T 型諧振器由一個厚度為t、長度為l、寬度為w的薄矩形金屬膜片和一個直徑為D、高度為h的金屬圓柱組成，兩相鄰T 型諧振器間距為p.矩形波導的內壁尺寸為a×b.每個T 型諧振器的矩形金屬膜片與波導的下壁之間可等效為電容C1，T 型諧振器的金屬圓柱可等效為與之并聯的電感L1；相鄰的T 型諧振器之間由于耦合作用形成耦合電容C2和耦合電感L2.因此，基于T 型諧振器的矩形波導可等效為圖1(b)所示的帶阻濾波電路.

圖1 基于T 型諧振器的矩形波導及其等效電路Fig.1 T-shaped resonator-based rectangular waveguide and its equivalent circuit

選擇標準波導BJ84 作為波導內壁，尺寸為a×b=28.5 mm×12.6 mm.取T 型諧振器的尺寸為：t=0.5 mm，l=5.2 mm，w=10 mm，D=2 mm，h=2 mm，p=10 mm.觀察基于T 型諧振器的矩形波導的色散圖，如圖2所示.圖中顯示了波導中TE10模，TE11模和TE20模對應的色散曲線.可見，在4.61～7.45 GHz，電磁波以TE10模在波導中傳播；在7.45～9.23 GHz，不存在傳播模式，則電磁波在波導內不能傳播.將TE10模對應的頻率范圍(f1,f2)定義為通帶，將電磁波不能傳輸的頻率范圍(f2,f3)定義為阻帶.

圖2 基于T 型諧振器的矩形波導的色散圖Fig.2 Dispersion diagram of the T-shaped resonator-based rectangular waveguide

圖3 給出了T 型諧振器參數t、l、w、D、h、p的變化對通、阻帶分布情況的影響.一個參數變化時，其他參數取值不變.相比之下，參數t和p的變化對通、阻帶帶寬以及頻率范圍都影響較??；參數l、w和D的變化主要影響通帶帶寬以及阻帶的頻率范圍；參數h的變化對通、阻帶帶寬及頻率范圍都有顯著的影響.

圖3 通、阻帶分布隨T 型諧振器的不同參數變化Fig.3 Distributions of passband and stopband vary with different parameters of T-shaped resonator

具體地，圖3(a)中，隨著參數t從0.2 mm 增加到0.8 mm，波導的截止頻率f1從4.73 GHz 下降為4.57 GHz，通、阻帶交界頻率f2從7.74 GHz 下降為7.15 GHz，阻帶最高頻率f3從9.33 GHz 下降為9.15 GHz，對應通帶帶寬由3.01 GHz 減小為2.58 GHz，阻帶帶寬由1.59 GHz 增大為2.00 GHz；圖3(b)中，隨著參數l從4.0 mm 增加到6.4 mm，波導的截止頻率f1從4.74 GHz 下降為4.59 GHz，通、阻帶交界頻率f2從8.04 GHz 下降為6.78 GHz，阻帶最高頻率f3從9.70 GHz 下降為8.97 GHz，對應通帶帶寬由3.30 GHz 減小為2.19 GHz，阻帶帶寬由1.66 GHz 增大為2.19 GHz；圖3(c)中，隨著參數w從8.5 mm 增加到11.5 mm，波導的截止頻率f1從4.72 GHz 下降為4.58 GHz，通、阻帶交界頻率f2從7.96 GHz 下降為6.94 GHz，阻帶最高頻率f3從9.80 GHz 下降為8.82 GHz，對應通帶帶寬由3.24 GHz 減小為2.36 GHz，阻帶帶寬由1.84 GHz 增大為1.88 GHz；圖3(d)中，隨著參數D從1.2 mm 增加到2.8 mm，波導的截止頻率f1從4.59 GHz 上升為4.69 GHz，通、阻帶交界頻率f2從6.47 GHz 上升為8.10 GHz，阻帶最高頻率f3從8.38 GHz 上升為10.08 GHz，對應通帶帶寬由1.88 GHz 增大為3.41 GHz，阻帶由1.91 GHz 增大為1.98 GHz；圖3(e)中，隨著參數h從1.0 mm 增加到3.5 mm，波導的截止頻率f1從4.98 GHz 下降為4.13 GHz，通、阻帶交界頻率f2從9.32 GHz 下降為5.87 GHz，阻帶最高頻率f3從10.26 GHz 下降為8.90 GHz，對應通帶帶寬由4.34 GHz 減小為1.74 GHz，阻帶帶寬由0.94 GHz 增大為3.03 GHz；圖3(f)中，隨著參數p從8.0 mm 增加到11.5 mm，波導的截止頻率f1從4.61 GHz上升為4.70 GHz，通、阻帶交界頻率f2從7.25 GHz上升為7.45 GHz，阻帶最高頻率f3從9.56 GHz 下降為9.13 GHz，對應通帶帶寬由2.64 GHz 增大為2.75 GHz，阻帶帶寬由2.31 GHz 減小為1.68 GHz.根據以上參數分析，可以根據不同需求通過調整T 型諧振器的參數l、w、D、h調控通、阻帶的分布.

進一步，對比基于T 型諧振器的矩形波導與傳統(tǒng)矩形波導在5.8 GHz(通帶內)和8.5 GHz(阻帶內)處的電場分布，結果如圖4 所示.5.8 GHz 處，兩波導的電場都沿傳播方向呈現周期性，但顯然基于T 型諧振器的矩形波導的波長更短，呈現慢波特性.8.5 GHz 處，傳統(tǒng)波導的內部電場仍均勻分布，而基于T 型諧振器的矩形波導的內部電場沿傳播方向衰減，呈現濾波特性.此外，在輸入功率均為1 W 時，兩波導在5.8 GHz 處的最大場強分別為5 576.0 V/m(基于T 型諧振器的矩形波導)和6 462.0 V/m(傳統(tǒng)矩形波導).可見，加載T 型諧振器在一定程度上降低了波導傳輸線的功率容量，考慮波導縫隙天線的功率容量主要受限于饋電部分，因此加載T 型諧振器對波導縫隙天線的功率容量影響很小.

圖4 基于T 型諧振器的矩形波導和傳統(tǒng)矩形波導在5.8 GHz 和8.5 GHz 處的內部電場分布Fig.4 Inner electric field distributions at 5.8 GHz and 8.5 GHz of the T-shaped resonator-based and traditional rectangular waveguides

圖5 對比了基于1 個、4 個、8 個、16 個T 型諧振器的矩形波導與傳統(tǒng)矩形波導的傳輸系數，波導內壁尺寸、波導長度、諧振器的尺寸、周期都與圖4一致，諧振器加載在波導下壁的中間位置.由圖5 可知，加載T 型諧振器使波導的截止頻率下降，且諧振器的數量越多，截止頻率越低，最終由5.3 GHz(傳統(tǒng)矩形波導)左右下降為4.7 GHz 左右(加載16 個T 型諧振器).在5.6～6.9 GHz，傳統(tǒng)矩形波導的傳輸系數為-0.23 dB.加載T 型諧振器引入了一定插損，使矩形波導的傳輸系數下降，且隨著諧振器數量的增多，插入損耗由0.31 dB(加載1 個T 型諧振器)增大為0.85 dB(加載16 個T 型諧振器).在7.8～9.4 GHz，隨著諧振器數量增加，傳輸系數大幅下降，基于16 個T 型諧振器的矩形波導的傳輸系數小于-100 dB，在此頻段內電磁波的傳播得到有效抑制.與色散曲線計算得到的阻帶(7.45～9.23 GHz)頻率范圍存在一些差異，這是因為色散曲線計算的是無限長的周期結構，而傳輸系數計算的是有限長波導.

彌勒壩水庫坐落于云南省怒江州蘭坪縣境內，是一座以農業(yè)灌溉供水和農村安全飲水為主，兼顧城鎮(zhèn)生活供水、下游生態(tài)用水的小（1）型水利樞紐工程。水庫樞紐主要由攔河壩、岸邊溢洪道和輸水洞（兼導流洞）組成。攔河壩為碾壓式瀝青混凝土心墻分區(qū)壩，壩長219m，最大壩高54.7m，總庫容497.5萬m3。

圖5 基于T 型諧振器的矩形波導與傳統(tǒng)矩形波導的傳輸系數Fig.5 Transmission coefficients of the T-shaped resonatorbased rectangular waveguide and traditional waveguide

圖6 給出了基于T 型諧振器的矩形波導在5.8 GHz 處上表面內壁電流分布情況.其上表面內壁電流與傳統(tǒng)矩形波導的分布情況類似，可以根據傳統(tǒng)矩形波導縫隙陣列天線的設計方法在它的上壁切割交錯縱縫實現能量輻射[16].

圖6 基于T 型諧振器的矩形波導的上表面內壁電流分布Fig.6 Inner upper current distribution of the T-shaped resonator-based rectangular waveguide

2 天線結構與仿真結果分析

2.1 天線結構

抗干擾矩形波導縫隙陣列天線的結構如圖7(a)所示.T 型諧振器的尺寸仍選擇：t=0.5 mm，l=5.2 mm，w=10 mm，D=2 mm，h=2 mm，p=10 mm.波導內壁寬度為a，高度為b，壁厚為t1.在波導上壁切割四個間距相等、交錯排布的縱縫實現能量輻射.縫隙長度為ls，寬度為ws，與波導中心線的偏移距離為d，兩相鄰縫隙中心間距為λg/2.λg為天線工作中心頻率的波導波長.天線利用階梯狀金屬塊實現阻抗匹配，并通過SMA 同軸探針進行饋電，接頭的外導體與波導下表面相連接，內導體通過階梯狀金屬匹配塊與波導上表面連接.同時，設計一個傳統(tǒng)矩形波導縫隙陣列天線作為參考天線，參考天線的結構如圖7(b)所示.兩天線的參數取值如表1 所示.

圖7 抗干擾天線和參考天線結構圖Fig.7 Configuration of the anti-interference and the reference antennas

表1 抗干擾天線與參考天線參數取值Tab.1 Dimensions of the anti-interference and reference antennas mm

2.2 仿真結果分析

圖8 比較了抗干擾天線與參考天線仿真的端口反射系數.抗干擾天線與參考天線的-10 dB 阻抗帶寬分別為8.7% (5.5～6.0 GHz)和10.3% (5.5～6.1 GHz).圖9(a)、(b)為兩天線在工作中心頻率5.8 GHz 處E 面、H 面遠場輻射方向圖.可以看出，抗干擾天線與傳統(tǒng)矩形波導縫隙陣列天線具有相似的輻射特性.此外，抗干擾天線的E 面方向圖主瓣寬度略寬于參考天線，這是由于其波導內壁寬度a更小.

圖8 抗干擾天線與參考天線仿真的端口反射系數Fig.8 Simulated reflection coefficients of the anti-interference and reference antennas

圖9 抗干擾天線與參考天線5.8 GHz 處的遠場輻射方向圖Fig.9 Simulated radiation patterns at 5.8 GHz of the antiinterference and reference antennas

圖10 比較了兩天線在5～10 GHz 的仿真增益曲線.在-10 dB 阻抗帶寬范圍內，抗干擾天線和參考天線的增益分別為11.7～12.9 dBi 和12.6～13.2 dBi.抗干擾天線整體的增益較低，這是由于其口徑面積只有參考天線的二分之一.天線效率e一般用下面的公式計算[17]：

式中：G表示天線的增益；D表示天線的方向性系數；λ 為自由空間波長；Ae為天線有效口徑，

抗干擾天線在-10 dB 阻抗帶寬內的效率為75.5%～89.1%，參考天線為70.9%～74.3%.可見，抗干擾天線具有更高的效率，主要原因是陣列縫隙分布更加緊湊，由此帶來的口徑效率提升足以抵消加載T 型諧振器引入的插損.

從圖10 還可以看出，抗干擾天線在7.8～9.4 GHz 的增益為-77.0～-48.3 dBi，參考天線在此頻帶內的增益為-18.3～7.6 dBi.相比于參考天線，抗干擾天線在7.8～9.4 GHz 增益降低了32.2～69.1 dB.

3 測試結果與誤差分析

為了驗證設計的抗干擾矩形波導縫隙陣列天線的性能，對圖7(a)中的抗干擾天線進行了加工測試.天線的制作材質為鑄造鋁合金ALSi10Mg，加工方法為3D 金屬打印技術.相對于傳統(tǒng)的機加工技術，3D 金屬打印技術成本低，適合加工復雜結構.天線的加工實物如圖11 所示，天線的外場測試環(huán)境及測試裝置如圖12 所示.

圖11 抗干擾天線加工實物圖Fig.11 Fabricated anti-interference antenna

圖12 天線外場測試環(huán)境及測試裝置Fig.12 Antenna open field measuring environment and measuring devices

抗干擾天線端口反射系數的仿真和測試結果如圖13 所示.天線測試的-10 dB 阻抗帶寬為5.5～6.1 GHz.在7.9～9.6 GHz 的頻帶內，天線的端口反射系數接近0 dB，此時能量幾乎完全被反射，對應天線的增益抑制頻帶.相對于仿真結果，抑制頻帶向高頻稍微偏移，這主要是T 型諧振器的尺寸加工誤差引起.

圖13 抗干擾天線仿真和測試的端口反射系數Fig.13 Simulated and measured reflection coefficients of the anti-interference antenna

抗干擾天線在5.6 GHz、5.8 GHz 和6.0 GHz 處的仿真和測試H 面遠場輻射方向圖分別如圖14 所示.測試結果和仿真結果呈現良好的一致性，天線的交叉極化電平比主極化電平低38 dB 以上.

圖14 抗干擾天線仿真和測試的H 面輻射方向圖Fig.14 Simulated and measured H-plane radiation patterns of the anti-interference antenna

圖15 給出了抗干擾天線的仿真和測試增益曲線對比.在-10 dB 阻抗帶寬范圍內，抗干擾天線測試的增益為11.5～12.8 dBi，對應天線效率為72.1%～87.3%.測試增益比仿真增益(11.7～12.9 dBi)略低，主要原因為3D 打印的金屬表面粗糙度較大，引起損耗.此外，在7.9～9.6 GHz，抗干擾天線增益低于-43.6 dBi，相對于工作頻帶實現了高于56.4 dB 的增益抑制.

圖15 抗干擾天線仿真和測試的增益曲線Fig.15 Simulated and measured realized gains of the antiinterference antenna

表2 對比了本文設計的與已有相關文獻中的抗干擾波導縫隙陣列天線的性能，其中，抑制水平為工作頻帶內最大增益與抑制頻帶內天線增益的差值，效率為工作頻帶內測試的最大天線效率.顯然，與文獻[10,12]相比較，本文設計天線采用在輻射縫隙波導中融合設計濾波結構的方法，結構更加緊湊；與文獻[13-15]相比較，本文設計天線效率更高，具有更寬的抑制頻帶帶寬，以及更強的抗干擾能力.

表2 抗干擾波導縫隙陣列天線性能對比Tab.2 Comparison with other anti-interference antennas

4 結論

本文提出了一種基于T 型諧振器的抗干擾矩形波導縫隙陣列天線.通過在四縫隙矩形波導縫隙陣列天線的下壁引入周期性的T 型諧振器，提升了天線的抗干擾能力.該天線的實測阻抗帶寬達到10.3%(5.5～6.1 GHz)，效率超過72.1%，在此頻帶內具有和傳統(tǒng)矩形波導縫隙陣列天線相似的輻射特性；同時對抑制頻帶(7.9～9.6 GHz)內的能量抑制水平高達56.4～80.5 dB.與現有文獻中的抗干擾天線相比，本文所提出的天線具有更寬的抑制頻帶帶寬以及更強的抗干擾能力.通過調整T 型諧振器的尺寸，可以調節(jié)天線的工作頻帶和抑制頻帶，滿足不同的實際需求.