何泓威，羅凱，王菡，廖鵬飛，蒲林

（中國電子科技集團公司第二十四研究所，重慶 400060）

引言

隨著半導(dǎo)體工藝技術(shù)的發(fā)展，低壓差線性穩(wěn)壓器由于自身在低功耗、高穩(wěn)定性方面的特點，越來越廣泛地在集成電路中所使用?，F(xiàn)代集成電路需要使用更低的電源電壓，這就要求電源具有高精度、高電源抑制比和快速響應(yīng)的特點[1-5]。

本文綜合采用多種設(shè)計技術(shù)，設(shè)計實現(xiàn)了一款高PSRR、快速響應(yīng)的線性電源調(diào)制器電路，能滿足市場對于高電源抑制比、高響應(yīng)速度的要求。

1 整體電路結(jié)構(gòu)

電路采用傳統(tǒng)LDO電路結(jié)構(gòu)（圖1），由電壓基準(zhǔn)、誤差放大器、輸出功率管等構(gòu)成，同時增加了使能通斷、過溫和過流保護電路。其主要工作原理為：在使能端為高電平時，電壓基準(zhǔn)電路用于在輸出端與誤差放大器反相端間產(chǎn)生一個隨溫度、電壓、工藝變化不敏感的1.2 V帶隙基準(zhǔn)電壓，輸出電壓VOUT的變化經(jīng)外部分壓電阻網(wǎng)絡(luò)反饋至誤差放大器同相輸入端，經(jīng)誤差放大器放大后調(diào)整功率管LPNP管電流，從而抑制輸出VOUT的變化，整個調(diào)整環(huán)路為負(fù)反饋。熱保護電路在電路溫度高于溫度保護點時，通過關(guān)斷功率管LPNP實現(xiàn)電路保護功能；過流保護電路在輸出電流大于過流點時關(guān)斷功率管LPNP實現(xiàn)電路保護功能。

圖1 電路結(jié)構(gòu)

2 單元電路設(shè)計

2.1 使能與偏置電路

使能電路設(shè)計如圖2，由Q1～Q7和R1、R2組成。當(dāng)輸入使能信號小于PNP管Q1的開啟電壓VBE時，Q1將處于關(guān)斷狀態(tài)，因此全電路無電流產(chǎn)生。只有當(dāng)輸入使能信號大于VBE時，使能支路產(chǎn)生電流，其大小為：

圖2 使能，偏置電路

該使能電流通過Q1和Q2組成的電流鏡結(jié)構(gòu)，向支路NPN管Q3和Q4基級注入電流，從而啟動偏置電流產(chǎn)生電路。設(shè)該偏置電流大小為IBIAS，有：

Q27和Q31、Q29和Q28各自位于同一支路，因此集電極電流IC4=IC7，IC3=IC6。設(shè)置Q6（m=3）和Q3（m=6）發(fā)射極面積比為1∶2，設(shè)置Q4（m=3）和Q7（m=6）發(fā)射極面積比為1∶2，根據(jù)飽和電流關(guān)系，有：

從式（4）可知，偏置電流大小只與電阻R2成反比，與使能電流IEN，電源電壓等無關(guān)，由于VT為正溫度系數(shù)電壓，因此偏置電流為正溫度系數(shù)電流，不隨電源和使能輸入變化，可作為穩(wěn)定的偏置電路。

2.2 帶隙基準(zhǔn)和誤差放大器設(shè)計

帶隙基準(zhǔn)電路采用二階溫度補償結(jié)構(gòu)，如圖3所示，基準(zhǔn)核電路由Q13～Q17、R8和R9組成。

圖3 帶隙基準(zhǔn)和誤差放大器電路

Q16與Q17的發(fā)射極面積比為8∶1，由于Q14、Q15組成的電流鏡結(jié)構(gòu)，確保了Q16和Q17中集電極電流相等，因此Q16和Q17發(fā)射極電流密度比為8∶1，二者基極——發(fā)射極電壓差為：

該電壓為PTAT電壓，經(jīng)過電阻R9及其上面的電阻放大后，從VOUT到Q16基極的電壓，也是一個PTAT電壓，與下方BYP端相連的LPNP管Q13的BE結(jié)CTAT（負(fù)溫度系數(shù)）電壓補償后，得到一階零溫度系數(shù)的電壓VBG，為：

由式（6）可知，調(diào)整R8與R9比例，使得VT正溫度系數(shù)與VBE13負(fù)溫度系數(shù)相等，即可得到穩(wěn)定的帶隙基準(zhǔn)電壓。

考慮到在高溫下VT與VBE變化速率的不同，在高溫時，VBE13降低速率更快，使得基準(zhǔn)電壓在高溫下有所降低。為了得到更低溫漂的帶隙基準(zhǔn)電壓，對Q13的基極——射極電壓進行了二階溫度補償，其原理是：在低溫時，由于Q10的基極——射極電壓低于其開啟閾值，則Q10關(guān)斷，對Q13無影響。當(dāng)溫度升高時，由于三極管VBE為負(fù)溫度系數(shù)電壓，其基極-射極電壓高于開啟閾值后，Q10開啟，電流經(jīng)下方電阻后提高Q13的發(fā)射極電位，使得升高VBE13，從而降低基準(zhǔn)溫漂。如果溫度進一步升高，則Q11將開啟，進一步增加VBE13電壓，使得基準(zhǔn)溫漂較為平衡。

誤差放大器電路由兩級運放組成，輸入級為差分輸入，由Q14～Q19組成，第二級由Q20和Q22組成。其工作原理是，利用PTAT電流落在R9上產(chǎn)生的壓降作為變量，當(dāng)負(fù)載增加時，由于輸出電壓被拉低，經(jīng)負(fù)反饋回路使得落在R9上的壓差減小，從而降低了Q17基極電位，導(dǎo)致Q20基極電位升高，Q21的基極電壓降低。Q21與下方的射極電阻R11構(gòu)成電平移位結(jié)構(gòu)，Q23集電極VCONTROL端電位升高，該端口控制后續(xù)達林頓管的基極，使得達林頓管開度增加，從而拉低輸出LPNP功率管的基極電位，提高功率管的開度，實現(xiàn)輸出的升高。

該誤差放大器直接利用輸出電壓變化反饋到基準(zhǔn)模塊電阻上壓降的變化，經(jīng)過兩級放大后，調(diào)整驅(qū)動達林頓管的基極電流，從而改變輸出功率管的基極電流，改變輸出電壓。相較于一般LDO的誤差放大器結(jié)構(gòu)而言，響應(yīng)速度更快，反饋時間更短。同時，電路采用輸出反饋而來的電壓作為電源電壓，減小了因輸入電壓產(chǎn)生的噪聲波動，增強了電路的抗干擾能力，有效提高了PSRR。

2.3 過流保護電路設(shè)計

過流保護電路（圖4）由達林頓驅(qū)動級Q30、Q33以及Q32、R18、R17、Q31等組成，其工作原理為：當(dāng)輸出電流增加時，輸出電壓通過反饋網(wǎng)絡(luò)及誤差放大器調(diào)節(jié)Q30及Q33電流增加，從而使得R18電阻上壓降增加，Q31基極電壓由下式?jīng)Q定：

圖4 過流保護電路

過流前Q31管不導(dǎo)通，Q31基極電流忽略，因此Q31基極電壓為：

隨著輸出電流增加，R18電阻上壓降增加，同時ICQ32電流也會增加，ICQ32電流由R16及R17決定，只要設(shè)計合理的R16、R17和R18，就會在輸出電流增加到一定值時使得上式中大于Q31管開啟電壓，使得誤差放大器輸出啟動電流由Q31分流，關(guān)斷功率管驅(qū)動級，實現(xiàn)過流保護的功能。由于Q31管開啟電壓約為Q32基極——發(fā)射極電壓，因此只要滿足:

即在過流點設(shè)計滿足下式就要求即可。

2.4 過溫保護電路設(shè)計

如圖5，R13和R14、Q24～Q28構(gòu)成過溫保護電路，其中Q24、Q25和Q26為從偏置電流鏡像過來的PTAT電流。當(dāng)溫度較低時，落在R13上的壓降較小，使得Q27管基極——射極電壓低于開啟閾值，Q27關(guān)閉，因此Q28基極為高電位，Q28管開啟，則VTEMP端電位為低電平，將圖3中Q9的基極電位置低，因此Q9管關(guān)閉，對主回路不產(chǎn)生影響。此時，R13支路的部分電流沿著R14支路經(jīng)Q28流到地，提高了過溫保護開啟閾值；當(dāng)溫度升高到過溫點時，PTAT電流落在R13上的壓降升高，且Q27的電壓降低，使得Q27管導(dǎo)通，從而拉低Q28管的基極電壓，Q28關(guān)閉，使得Q9基極電壓升高且大于VBE，則Q9開啟，將主干路上的電流泄放，使得輸出功率管關(guān)閉。此時R14支路電流流進R13支路，降低了過溫保護關(guān)斷閾值。R14支路在此處起到溫度遲滯作用，使控制更加穩(wěn)定，并且能加快電路的轉(zhuǎn)換速率。過溫點調(diào)控由電阻R13、R14進行，由于NPN管的隨溫度下降速率約為2mV/℃，可以在對應(yīng)過溫點調(diào)整R13、R14的阻值，從而使得壓降大于Q27管的開啟電壓，使過溫保護電路啟動。

圖5 過溫保護電路

3 電路仿真

本文介紹的LDO電路采用高精度雙極工藝進行設(shè)計。

電源抑制比是反映了LDO電路對輸入電壓紋波的抑制能力。電源抑制比越高，證明電路輸出受電源電壓波動的影響越小[5]。該電路在16 V電源電壓下，進行1 Hz～1 GHz頻率范圍交流掃描，電源抑制比曲線如圖所示。由圖6可知，在三溫下10 kHz頻率時最差電源抑制比可以達到61.28 dB。

圖6 PSRR

系統(tǒng)穩(wěn)定性對LDO的性能具有非常重要的意義。由于LDO級數(shù)較多，相對單個運放結(jié)構(gòu)而言更加復(fù)雜，并且在負(fù)載電流發(fā)生變化時其穩(wěn)定性也會發(fā)生變化[1]。該LDO穩(wěn)定性如圖7所示，在重載條件下，電路相位裕度在-55 ℃、25 ℃和125 ℃溫度下均能保持約105 °的相位裕度，所以該電路具有較好的穩(wěn)定性。

圖7 相位裕度

在LDO電路負(fù)載發(fā)生變化時，輸出電壓會隨之發(fā)生一定的波動，最后恢復(fù)至原水平。輸出電壓的恢復(fù)時間反映了電路的響應(yīng)速度。恢復(fù)越快，響應(yīng)時間越短，電路越高效。由仿真結(jié)果（圖8）可知，在負(fù)載電流由空載切換至100 mA重載時，輸出電壓響應(yīng)時間約為19 us，速度較快。

圖8 響應(yīng)時間

3 結(jié)論

本文完成了一款高PSRR、快速響應(yīng)LDO電路設(shè)計。采用二階溫度補償，提高帶隙基準(zhǔn)電壓的溫度特性；將輸出電壓作為內(nèi)部運放等模塊的工作電壓，提高PSRR的同時，加快了電路的響應(yīng)速度；設(shè)計了過流、過溫保護電路，在不同情況下能有效保障電路的安全工作。仿真結(jié)果表明：該電路具有良好的電源抑制能力和快速響應(yīng)能力。