趙樹華， 王玉冰， 張明時， 秦 莉， 宋俊峰， 王立軍

（1.中國科學院 長春光學精密機械與物理研究所 發(fā)光學及應用國家重點實驗室，吉林 長春 130033；2.中國科學院大學 材料與光電研究中心，北京 100049；3.吉林大學 電子科學與工程學院，吉林 長春 130012；4.鵬城實驗室，廣東 深圳 518055）

1 引 言

激光雷達具有體積小、分辨率高、抗干擾能力強、低空探測性能好等特點，廣泛應用于軍事［1］、測繪［2-5］、自動駕駛［6］、安防監(jiān)控［8］等各個領域。調(diào)頻連續(xù)波（Frequency-Modulated Continuous-Wave， FMCW）測距方法發(fā)射頻率隨時間線性變化的激光，回波信號與本振信號混頻后產(chǎn)生頻率與距離成正比的中頻信號，通過分析中頻信號的頻率，即可獲得距離和徑向速度信息，具有距離分辨率高、抗干擾能力強等優(yōu)勢。此外，該方法所需的發(fā)射功率極低，通常在毫瓦量級。

2021年，Shi等利用雙平行馬赫-曾德爾調(diào)制器產(chǎn)生啁啾信號，實現(xiàn)單邊帶抑制載波調(diào)制的邊帶抑制比和邊帶載波抑制比均大于15 dB，搭建的FMCW激光雷達系統(tǒng)的測距分辨率為1.3 cm，測速分辨率為0.5 m/s［9］。2022年，Zhang等報道了一個128×128單元的光柵天線焦平面開關(guān)陣列的16 384像素的激光雷達，通過迭代學習獲得的預失真電流波形線性調(diào)制，實現(xiàn)了距離分辨率為1.7 cm的三維成像［10］。2021年，Rogers等報道了一個512像素的相干探測器陣列的FMCW激光雷達系統(tǒng)，在17 m處實現(xiàn)了1.8 mm的測量精度，在75 m的距離上達到3.1 mm的測量精度。利用光子和電子單片集成技術(shù)，將密集的光學外差探測器陣列與集成的電子讀出體系結(jié)構(gòu)相結(jié)合，探測器陣列能夠擴展到任意大［11］。2017年，Poulton等在300 mm晶圓的CMOS兼容平臺上制造光學相控陣激光雷達，實現(xiàn)了低成本和緊湊型雷達片上技術(shù)，在2 m內(nèi)距離分辨率為20 mm［12］。2019年，Zhang等提出了一種基于迭代學習預失真的激光掃頻線性化方法，用于調(diào)頻連續(xù)波光探測測距系統(tǒng)，在0.4 m的探測距離內(nèi)實現(xiàn)了0.97 mm的距離分辨率［13］。2020年，Riemensberger等報道了一種基于孤子微梳產(chǎn)生線性啁啾信號的方法，實現(xiàn)了30通道并行測量的FMCW激光雷達，探測距離為10 m，距離分辨率為7.9 cm（192.1 THz）至5.9 cm（194.9 THz）［14］。上述激光雷達實現(xiàn)了較高的測速測距精度，但其數(shù)據(jù)采集方式都是基于商用示波器或數(shù)據(jù)采集卡，并沒有自制激光雷達硬件電路。

在FMCW激光雷達中，以模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（Analog-to-Digital Converter， ADC）為核心的中頻信號采集模塊是其關(guān)鍵組件，信噪比（Signalto-Noise Ratio， SNR）、信納比（Signal-to-Noiseand-Distortion ratio， SINAD）和無雜散動態(tài)范圍（Scatter Free Dynamic Range， SFDR）等參數(shù)是衡量該數(shù)據(jù)采集信號鏈交流特性的重要指標，并且直接決定著FMCW激光雷達的各項性能［15-16］。SNR反應了ADC信號鏈的噪聲特性，影響著FMCW激光雷達的探測距離、動態(tài)范圍、抗干擾和虛警概率等性能。然而，目前尚無針對FMCW激光雷達中數(shù)據(jù)采集信號鏈噪聲特性的研究工作。

本文設計了FMCW激光雷達的數(shù)據(jù)采集信號鏈，基于該電路搭建了FMCW激光雷達系統(tǒng)，并且分析了該信號鏈的噪聲水平，提出降低噪聲的可行方法，能夠為FMCW激光雷達設計提供參考。

2 實 驗

本文以現(xiàn)場可編程門陣列（Field Programmable Gate Array， FPGA）芯片為主控制器，利用FPGA芯片的高速邏輯運算能力、超強的時序控制能力和豐富外設實現(xiàn)硬件設計［17］。

2.1 單端轉(zhuǎn)差分電路

差分信號可以抑制信號傳輸路徑中的共模電磁干擾，具備抗干擾能力；并且單端轉(zhuǎn)差分電路作為ADC的緩沖器，與信號源進行了50歐姆阻抗匹配，為模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC10D1000提供高頻、低失真的模擬輸入信號。本文選用差分放大器LMH6554作為核心器件，單端轉(zhuǎn)差分電路設計如圖1所示。其中，電阻R4和電容C7完成交流阻抗匹配，C7實現(xiàn)輸入信號的交流耦合，中頻信號經(jīng)過差分放大器由單端信號轉(zhuǎn)變?yōu)椴罘中盘柌⒂?2，13腳輸出，電阻R3，R6進行源端50 Ω阻抗匹配，吸收遠端反射的電磁能量，保證信號的完整性。

圖1 單端轉(zhuǎn)差分電路Fig.1 Single-ended to differential-ended circuit

2.2 模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換電路

ADC10D1000是一款雙通道10比特的高速ADC，單通道具有1 Gs/s采樣率，其高采樣率有利于獲得高信噪比的頻譜曲線。芯片基于時間插值原理，在雙邊沿采樣和復用模式下，使用250 MHz采樣時鐘能夠?qū)崿F(xiàn)1 Gs/s的采樣頻率，功能設計如圖2所示。其中，V5腳為雙邊沿采樣開關(guān)，高電平下有效；D6腳為校準開關(guān)，低電平下有效，保證ADC在不同的工作溫度、功率下的測量精度；Y3腳為滿量程開關(guān)，高電平下量程為790 mV。

2.3 網(wǎng)絡通信接口電路

為提高FMCW激光雷達的幀率，ADC采集的大量數(shù)據(jù)需要高速傳輸至上位機并進行數(shù)據(jù)處理，所以設計了基于TCP/IP協(xié)議的以太網(wǎng)通信接口，具有通信速率快、抗干擾能力強、兼容性好等特點。本文采用的以太網(wǎng)物理層收發(fā)器為KSZ9031RNXIC，是一種完全集成的三速（10BASE-T/100BASE-TX/1000BASE-T）以太網(wǎng)物理層收發(fā)器，使用標準CAT-6非屏蔽雙絞線電纜發(fā)送和接收數(shù)據(jù)，實現(xiàn)了1000 Mb/s的傳輸速率。以太網(wǎng)通信電路如圖3所示。

2～3，5～8，10～11腳分別連接至千兆以太網(wǎng)連接器HR911130A；36，37腳為SPI通信接口，37腳管理數(shù)據(jù)輸入/輸出，36腳用于MDIO（37）的輸入?yún)⒖紩r鐘；19～24，27～28，31～33和35腳為RGMII通信接口，進行數(shù)據(jù)的輸入/輸出。

圖2 AD轉(zhuǎn)換電路Fig.2 AD conversion circuit

圖3 網(wǎng)絡通信接口電路Fig.3 Ethernet interface circuit

上述三個部分，在硬件層面上保證了信號的處理、數(shù)據(jù)的采集及發(fā)送。單端轉(zhuǎn)差分電路作為ADC的緩沖器，避免ADC的動態(tài)阻抗對信號造成影響，并且將單端信號轉(zhuǎn)為差分信號抑制共模干擾，滿足ADC接口要求，此外還起到阻抗匹配、保證信號完整性等作用，為ADC電路提供高頻、無失真的模擬輸入信號；高性能ADC盡可能真實地還原了輸入模擬信號，將連續(xù)的模擬信號轉(zhuǎn)換為離散的、可數(shù)字處理的數(shù)字信號，該過程是上位機做快速傅里葉變換的基礎；網(wǎng)絡通信接口電路可以實現(xiàn)千兆的傳輸速率，保障ADC采集的大量數(shù)據(jù)高速、無誤地傳輸至上位機，完成頻譜分析等工作。

3 結(jié)果與討論

3.1 ADC信號鏈測試

實驗中，F(xiàn)MCW激光雷達使用的單邊帶調(diào)制器的調(diào)制速率為30 MHz/μs，當探測范圍為150 m時，最大中頻信號頻率為30 MHz。根據(jù)香農(nóng)采樣定理，理論上60 Ms/s的采樣率即可重建中頻信號。另一方面，在過采樣條件下頻譜分析可以獲得極高的數(shù)據(jù)處理增益，處理增益為，其中fs為采樣率，WB為信號帶寬。所以，為了最大程度降低底噪水平，ADC信號鏈的采樣率應盡可能高。然而，過高的采樣率對數(shù)據(jù)的緩存、傳輸和實時處理等提出了極高的要求，會顯著增加系統(tǒng)的成本和功耗。綜合考慮以上因素，配置ADC的采樣頻率為1 Gs/s。圖4所示為輸入信號幅度為350 mVp-p、頻率為39.92 MHz時，ADC采集得到的時域波形和頻譜曲線。其中，時域波形清晰地反應了測試信號的正弦特性；頻譜曲線顯示2～5諧波得到了充分的抑制。降低高次諧波對信號測試的影響，有利于提高ADC的SINAD參數(shù)，體現(xiàn)ADC信號鏈具有優(yōu)異的交流特性。

圖4 ADC采集波形圖Fig.4 Waveforms acquired by ADC

為了全面表征和分析ADC信號鏈的交流特性，在不同信號頻率、不同信號幅度條件下，測試了ADC信號鏈的SNR，SINAD和SFDR。

為了避免頻譜泄露對頻譜分析的影響，測試信號頻率分別為9.887 695 313，19.897 460 94，29.907 226 56，39.916 992 19，49.926 757 81，59.936 523 44，69.946 289 06，79.956 054 69，89.965 820 31和97.534 179 69 MHz；測試信號的 峰-峰 值 幅 度 為50～750 mV（-23.97～-0.45 dBFS），以50 mV為步進；除非特殊說明，本文采用8 192點進行快速傅里葉變換（Fast Fourier Transform， FFT）頻譜分析。

圖5為測試得到的SNR，SINAD和SFDR的分布。其中，將信號幅度歸一化至0 dBFS。在關(guān)注的頻率和幅度范圍內(nèi)，SNR與SINAD十分接 近，為37.7～56.4 dB，SFDR為53.1～69.5 dB，3個參數(shù)均隨著輸入信號的幅度增大和頻率升高而迅速下降，這意味著系統(tǒng)噪聲在快速升高會影響系統(tǒng)的交流特性。為了消除噪聲對系統(tǒng)的影響，為后續(xù)優(yōu)化設計提供理論依據(jù)，需要對ADC數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的噪聲進行理論分析。

圖5 （a） SNR、（b） SINAD和（c） SFDR的柱狀圖Fig.5 Distribution of （a）SNR， （b） SINAD and （c） SFDR

3.2 噪聲分析

ADC數(shù)據(jù)采集信號鏈的噪聲來源主要包含熱噪聲、量化噪聲和采樣時鐘的相位噪聲。

3.2.1 熱噪聲

熱噪聲是由導體中自由電子的布朗運動引起的，其頻譜密度主要受溫度影響，與頻率無關(guān)，因此熱噪聲又稱為白噪聲。熱噪聲對于任何輸入信號均恒定，但是量化噪聲和相位噪聲僅存在于交流情況下，所以可以通過統(tǒng)計直流信號的碼字分布獲得白噪聲強度。實驗中，使用50 Ω負載端接輸入端口，統(tǒng)計了16 000個輸出碼字，如表1所示。

表1 ADC直流特性Tab.1 DC characteristics of ADC

由于熱噪聲是時間不相關(guān)的，其統(tǒng)計分布符合高斯分布。如圖6所示，曲線為高斯擬合曲線，其標準差σ=0.59。熱噪聲均方根值為：

圖6 ADC直流特性及高斯擬合Fig.6 DC characteristics of ADC and Gaussian fitting

3.2.2 量化噪聲

圖7為理想N位ADC的傳遞關(guān)系，模擬信號在±1/2 LSB范圍內(nèi)變化時，數(shù)字輸出恒定，則產(chǎn)生一定的測量誤差，這種量化誤差稱為量化噪聲。由于量化誤差在±1/2 LSB的范圍內(nèi)平均分布，則量化噪聲的均方根值為：

3.2.3 相位噪聲與時鐘抖動

受溫度變化、供電紋波等因素的影響，采樣時鐘的相位存在快速、短期、隨機的波動，導致時域采樣邊沿不穩(wěn)定，即時鐘抖動，在量化交流信號時存在一定的測量誤差，該測量誤差稱為相位噪聲，如圖8所示。相位噪聲主要表現(xiàn)為載波頻點處出現(xiàn)裙邊展寬，系統(tǒng)SNR降低。

圖8 相位誤差與時鐘抖動的關(guān)系Fig.8 Relationship between phase error and clock jitter

分析相位噪聲的來源可知：輸入信號的頻率越高、幅度越大，相位噪聲越顯著。在分析相位噪聲強度時，選擇輸入信號的幅度最大時（-0.45 dBFS，750 mVp-p）測得的SNR數(shù)據(jù)進行計算。

由于熱噪聲、量化噪聲和相位噪聲是彼此不相關(guān)的，所以系統(tǒng)噪聲均方根值的平方等于3種噪聲的均方根值的平方和，即：

其中：vsys，rms為系統(tǒng)總噪聲，vth，rms，vq，rms和vph，rms分別為熱噪聲、量化噪聲和相位噪聲。系統(tǒng)總噪聲可由測得的SNR數(shù)據(jù)和輸入信號幅度計算：

其中Vp-p為輸入信號的峰-峰值。

根據(jù)式（1）～式（3）即可計算系統(tǒng)相位噪聲的幅度，并依據(jù)此獲得時鐘抖動的實驗值，如表2所示。另一方面，F(xiàn)PGA設計工具Vivado中的混合模式時鐘管理器（MMCM）IP核提供了精準的時鐘抖動值，為13.7 ps，作為時鐘抖動理論值。

表2 不同頻率輸入信號的相位噪聲和時鐘抖動計算Tab.2 Calculation of phase noise and clock jitter of input signals

圖9所示為信號幅度為-0.45 dBFS時，時鐘抖動實驗值隨信號頻率的變化曲線，時鐘抖動平均值為16.3 ps，稍大于理論值13.7 ps，是由時鐘走線與相鄰數(shù)據(jù)線產(chǎn)生的電磁串擾導致的，可以通過增加走線間距、電磁屏蔽等方法解決。

圖9 不同頻率下時鐘抖動的計算值與理論值Fig.9 Calculated and theoretical values of clock jitter at different frequencies

由圖9可知，與理論值13.7 ps最為接近的時鐘抖動計算值為13.29 ps，對應的信號頻率為79.956 054 69 MHz、幅值為750 mVp-p，此時系統(tǒng)的噪聲組成如圖10所示。噪聲的主要來源是采樣時鐘的相位噪聲，占總噪聲的92.4%。

圖10 噪聲占比Fig.10 Proportion of noises

通過使用專用的時鐘芯片降低時鐘抖動，如LTC6950的時鐘抖動為18 fs，由式（3）可計算當對應的信號頻率為79.956 054 69 MHz、幅值為750 mVp-p時相位噪聲為0.002 4 mV，與原有相位噪聲（1.77 mV）、熱噪聲（0.457 4 mV）、量化噪聲（0.222 7 mV）相比可忽略；由式（2）可計算出SNR為51.82 dB，提高8.65 dB，探測距離提高2.71倍。使用專用時鐘芯片時使它靠近ADC芯片，用短而粗的走線，保障信號的完整性。

通過提高本振激光功率，使得光子散粒噪聲遠遠大于電子學噪聲總和，此時FMCW激光雷達能夠獲得量子效應限制的信噪比水平。然而，所需的本振光功率是需要仔細計算的，通常要求散粒噪聲強度（ 2qIB）大于電學噪聲的10倍：較低的本振功率無法獲得量子效應限制限信噪比水平；較高的本振功率一方面徒增系統(tǒng)功耗，另一方面可能引發(fā)探測器的非線性效應。

3.2.4 引入數(shù)字濾波

為了降低相位噪聲對測試結(jié)果的影響，引入了簡單的數(shù)字濾波器，即將載波頻率±4.88 MHz范圍內(nèi)的邊帶設為-100 dBc，濾除相位噪聲產(chǎn)生的裙帶展寬。在FMCW激光雷達中，通常取頻譜曲線的峰值頻率為中頻信號的頻率，所以該數(shù)字濾波器不會影響中頻信號的頻率測量結(jié)果，是一種簡單、有效的中頻濾波器，適用于FMCW激光雷達。

圖11所示為加入數(shù)字濾波器后的SNR，SINAD隨輸入信號頻率、幅度的變化圖像。可以看到，在高頻、大幅度條件下，數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的交流特性得到顯著提升，SNR和SINAD的最小值分別為49.13 dB和48.90 dB，分別提高11.38 dB和11.32 dB，激光雷達的探測范圍理論上能夠提高3.7倍。

圖11 濾波后曲面圖Fig.11 Filtered surface diagram

4 FMCW激光雷達系統(tǒng)

最后，應用研制的數(shù)據(jù)采集信號鏈搭建了光學相控陣（Optical Phase Array， OPA）FMCW激光雷達系統(tǒng)。系統(tǒng)原理如圖12所示，激光器發(fā)出單頻、窄線寬激光；利用兩級光纖放大器（EDFA）放大激光功率，射頻源和單邊帶調(diào)制器，用于產(chǎn)生掃頻激光［18-19］；然后，使用OPA芯片和透鏡完成光束整形和發(fā)射；回波信號由準直器接收并耦合至光纖，利用2×2耦合器使回波與本振信號混頻，并由平衡探測器檢測并輸出中頻信號；為保護低噪聲放大器，使用帶通濾波器濾除能量較高的低頻成分，其通帶為3.5～54.0 MHz；最后，中頻信號進入研制的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)并在上位機進行數(shù)據(jù)處理。

圖12 FMCW 激光雷達系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.12 Structure of FMCW lidar system

測試目標是面積為50 cm×50 cm、反射率為90%的標準反射板，目標的實際距離使用商用的激光測距儀標定。分別在5.139，10.594，25.169和40.416 m處進行測試，獲得的頻譜曲線如圖13所示。隨著距離的增大，中頻信號逐漸右移。頻譜左側(cè)的快速衰減是由于帶通濾波器的3.5 MHz低頻截止頻率導致的。障礙物的實際距離，其中fIF為中頻信號頻率，c為光速，Ts=100 μs為調(diào)制周期，fmod=3 GHz為調(diào)制帶寬。注意，此計算數(shù)值包含了光纖長度、元件延時等諸多系統(tǒng)誤差，分別計算4個距離下系統(tǒng)延遲誤差，其平均值為17.479 m，測試結(jié)果應進行線性擬合并消除系統(tǒng)誤差。測試結(jié)果如表4和圖14所示，該雷達的測距誤差最大為7.7 cm。

表3對比了不同激光雷達的性能，雖然以往研究實現(xiàn)了較高的測速、測距精度，然而其數(shù)據(jù)采集方式均基于商用示波器或數(shù)據(jù)采集卡。本文研制了激光雷達數(shù)據(jù)采集電路，并且理論分析了電路的噪聲特性，為后續(xù)研究工作奠定了理論技術(shù)。

圖13 不同距離目標測量頻域譜線Fig.13 Frequency domain waveforms of targets at different distances

由圖13（a）可知，在40 m距離時FMCW激光雷達實驗系統(tǒng)依然具有10.39 dB的信噪比，所以障礙物的距離能夠繼續(xù)增加 1010.3910=3.3倍，即該激光雷達的探測極限約為133.67 m。如需進一步提高激光雷的探測范圍，可以提高數(shù)據(jù)采集模塊的采樣率，依據(jù)數(shù)字信號的處理增益提高信噪比，或者降低數(shù)據(jù)采集模塊的相位噪聲，從而降低系統(tǒng)的總噪聲水平。

表3 FMCW激光雷達對比Tab.3 Comparison of FMCW lidar

表4 不同距離目標的測量結(jié)果Tab.4 Measurement results of targets at different distances

圖14 FMCW 激光雷達測量結(jié)果Fig.14 Measurement result of FMCW lidar

5 結(jié) 論

本文設計用于FMCW激光雷達的中頻信號采集模塊，測試不同頻率和幅值的輸入信號的SNR，SINAD和SFDR，并分析數(shù)據(jù)采集信號鏈的噪聲特性。首先，計算并分析了噪聲組成和占比，指出高頻高幅值情況下主要噪聲源為相位噪聲，計算了不同頻率輸入信號下時鐘抖動為11～24 ps，抖動平均值為16.3 ps，稍大于FPGA芯片的理論時鐘抖動13.7 ps。采用時鐘芯片LTC6950（時鐘抖動為18 fs）可將SNR提高8.65 dB，探測距離提高2.71倍。使用時鐘芯片時使其靠近ADC芯片，用短而粗的走線，保障信號完整性。通過加入數(shù)字濾波器將SNR和SINAD分別提高11.38 dB和11.32 dB，獲得了49.13 dB SNR和48.90 dB SINAD，對數(shù)據(jù)采集信號鏈的噪聲優(yōu)化及在激光雷達系統(tǒng)中提高探測范圍具有參考意義。最后，將本文設計的中頻信號采集模塊接入光學相控陣FMCW激光雷達系統(tǒng)中，對50 cm×50 cm，反射率為90%的標準反射板進行5～40 m距離測量，測距誤差最大為7.7 cm。對40.416 m距離目標仍具有10.39 dB的信噪比，由此計算，該激光雷達系統(tǒng)的探測極限約為133.67 m，可以通過提高數(shù)據(jù)采集模塊采樣率或降低系統(tǒng)的相位噪聲進一步提高信噪比，擴大激光雷達的探測范圍。本文的研究工作能夠為FMCW激光雷達研究人員提供硬件設計參考，并且為電子學噪聲計算提供依據(jù)，基于此可以計算出合適的本振光功率，為FMCW激光雷達設計提供理論參考。