代建港，祝令瑜，陳慧敏，李穎斌，關(guān) 宇，汲勝昌，熊 慶

（1.西安交通大學(xué)電力設(shè)備電氣絕緣國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，陜西西安 710049；2.國(guó)家電網(wǎng)公司北京電力科學(xué)研究院，北京 100075）

0 引言

為解決日益突出的能源危機(jī)和環(huán)境污染問題，新能源汽車已成為各國(guó)發(fā)展的主要戰(zhàn)略[1-3]，現(xiàn)有充電設(shè)備的數(shù)量以及低效率的運(yùn)維策略不能滿足電動(dòng)汽車未來(lái)使用需求[4-6]。我國(guó)將在未來(lái)5 年內(nèi)建成超過480 萬(wàn)個(gè)分散式充電設(shè)備[7-8]，同時(shí)將全面提升充電設(shè)備功率等級(jí)以滿足電動(dòng)汽車長(zhǎng)續(xù)航要求。大功率充電技術(shù)作為新一代直流充電技術(shù)，功率等級(jí)將提升至200 kW～500 kW，新能源汽車?yán)m(xù)航里程因此將達(dá)到400 km～500 km[9-11]。

電動(dòng)汽車充電設(shè)備市場(chǎng)規(guī)模龐大且發(fā)展迅速，大功率充電技術(shù)具有廣闊的應(yīng)用前景，因此對(duì)目前充電樁和未來(lái)大功率充電設(shè)備的核心部件充電模塊進(jìn)行狀態(tài)評(píng)估十分必要。充電模塊屬于復(fù)雜電力電子系統(tǒng)，內(nèi)部含有大量功率開關(guān)器件金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管（Metal Oxide Semiconductor Field Eff-ect Transistor，MOSFET）、功率二極管、鋁電解電容、金屬化膜電容和控制用電子元件。據(jù)統(tǒng)計(jì)MOSFET 和鋁電解電容屬于最容易發(fā)生故障的元器件，長(zhǎng)時(shí)間運(yùn)行的失效率高達(dá)51%[12]，因此研究這2類關(guān)鍵元器件劣化引發(fā)的充電模塊運(yùn)行性能變化并提出劣化狀態(tài)評(píng)估技術(shù)具有重要意義和應(yīng)用價(jià)值。

已有大量文獻(xiàn)對(duì)交直流充電樁、車載充電機(jī)等充電設(shè)備展開研究以實(shí)現(xiàn)健康狀態(tài)實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)與評(píng)估。文獻(xiàn)[13-14]針對(duì)充電模塊MOSFET 開路故障，以小波包能量譜法提取三相輸入電流中的特征信息，使用BP 神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)開路MOSFET 的定位。文獻(xiàn)[15]基于充電設(shè)備技術(shù)性能要求和安全因素，以等級(jí)定義了充電樁的健康狀態(tài)，使用不確定層次分析法和多種主客觀賦權(quán)方法綜合評(píng)估直流充電樁健康狀態(tài)等級(jí)，針對(duì)評(píng)估結(jié)果提出檢修維護(hù)建議。文獻(xiàn)[16]基于模糊層次分析法對(duì)充電樁、管理平臺(tái)、用戶終端以及各單元之間的通信鏈路這一完整的電動(dòng)汽車充電樁系統(tǒng)進(jìn)行信息安全風(fēng)險(xiǎn)評(píng)估，識(shí)別系統(tǒng)安全風(fēng)險(xiǎn)，針對(duì)識(shí)別結(jié)果提出防護(hù)措施。文獻(xiàn)[17]從基礎(chǔ)評(píng)價(jià)、不良工況評(píng)價(jià)、檢修評(píng)價(jià)和健康度評(píng)價(jià)4 個(gè)方面整合得到充電樁健康狀態(tài)，并基于充電樁歷史評(píng)分對(duì)未來(lái)健康評(píng)分進(jìn)行預(yù)測(cè)。文獻(xiàn)[18]使用投影尋蹤等級(jí)評(píng)價(jià)模型將電動(dòng)汽車充電樁的多個(gè)評(píng)價(jià)指標(biāo)投影為綜合評(píng)價(jià)指標(biāo)。文獻(xiàn)[19]獲取充電設(shè)備的運(yùn)行參量，統(tǒng)一量化后使用變權(quán)分析方法計(jì)算權(quán)重，突出充電設(shè)備的薄弱環(huán)節(jié)。文獻(xiàn)[20]以技術(shù)、經(jīng)濟(jì)、環(huán)境、安全4 個(gè)方面作為評(píng)價(jià)指標(biāo)，將測(cè)試數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)化為評(píng)價(jià)值后加權(quán)綜合得到評(píng)價(jià)結(jié)果，并給出具體運(yùn)維建議。

目前針對(duì)充電設(shè)備狀態(tài)評(píng)估技術(shù)的研究多集中于充電模塊開路故障檢測(cè)和充電設(shè)備整體健康狀態(tài)等級(jí)劃分以及評(píng)價(jià)模型的建立。

其他功率變換器狀態(tài)監(jiān)測(cè)技術(shù)集中于對(duì)關(guān)鍵元器件的研究，包括鋁電解電容狀態(tài)監(jiān)測(cè)技術(shù)、功率開關(guān)器件狀態(tài)監(jiān)測(cè)技術(shù)[21-24]，尚未對(duì)功率變換器系統(tǒng)級(jí)劣化狀態(tài)的評(píng)估方法進(jìn)行研究。

本文針對(duì)充電樁用充電模塊，基于內(nèi)部元器件狀態(tài)劣化研究充電模塊健康狀態(tài)受影響后的運(yùn)行特性，選取易于采集的信號(hào)轉(zhuǎn)換效率作為特征參量，對(duì)充電模塊的劣化狀態(tài)進(jìn)行評(píng)估。首先基于充電模塊的工作原理搭建2 級(jí)電路仿真模型；然后通過仿真模型研究元器件劣化對(duì)運(yùn)行特性的影響，為表征充電模塊劣化狀態(tài)的特征參量選取提供基礎(chǔ)；最后通過試驗(yàn)數(shù)據(jù)選取特征參量實(shí)現(xiàn)對(duì)充電模塊整體劣化狀態(tài)的評(píng)估。

1 充電模塊工作原理與仿真模型

充電模塊一般采用兩級(jí)變換結(jié)構(gòu)。前級(jí)整流部分普遍采用三電平維也納（VIENNA）整流電路，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。VT1—VT6為全控型開關(guān)器件MOSFET，通過控制不同工作區(qū)內(nèi)MOSFET 的開關(guān)狀態(tài)可以穩(wěn)定電容Cv1和Cv2兩端電壓，從而實(shí)現(xiàn)整流；La，Lb，Lc分別為abc 三相電感，ua，ub，uc，uo分別為abc 三相輸入電壓和輸出電壓，ia，ib，ic分別為abc三相電流，D1—D6為整流二極管。

圖1 VIENNA整流電路Fig.1 Topology of VIENNA rectifier circuit

充電模塊后級(jí)直流變換部分多采用LLC 諧振變換電路，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2 所示。其中，Q1—Q4為全控型開關(guān)器件MOSFET；Lr為諧振電感；Lm為勵(lì)磁電感；Cr為諧振電容；Cf為穩(wěn)壓電容，ui為輸入電壓，Dr1—Dr4為諧振變化整流二極管，變壓器為等效變壓器模型。此電路拓?fù)淅肕OSFET 寄生二極管Dp1—Dp4的續(xù)流作用實(shí)現(xiàn)0 電壓導(dǎo)通，利用MOSFET 結(jié)電容C1—C4的緩沖作用實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，可以有效降低開關(guān)損耗。

圖2 LLC諧振變換電路Fig.2 LLC resonant conversion circuit

VIENNA 整流電路采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的控制策略和空間矢量脈寬調(diào)制策略，通過三相輸入電壓參考值、三相輸入電流實(shí)測(cè)值、直流輸出電壓實(shí)測(cè)值、直流側(cè)兩濾波電容電壓值即可得到6 個(gè)MOSFET 的控制信號(hào)。LLC 諧振變換電路采用脈沖頻率調(diào)制策略，根據(jù)輸出電壓設(shè)置值與實(shí)際值的差值控制MOSFET 的開斷頻率[25]。

依照深圳英可瑞公司的EVR500-7500 型充電模塊在Simulink 平臺(tái)中搭建仿真模型，主要參數(shù)如表1 所示。

表1 仿真模型參數(shù)Table 1 Simulation model parameters

國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)NB/T33008.1—2018 要求充電模塊直流輸出電壓紋波系數(shù)不超過±0.5%；轉(zhuǎn)換效率不低于95%；功率因數(shù)不低于0.99；輸入電流總諧波畸變率不超過5%。

充電模塊仿真模型的輸出電壓為500 V，輸出功率為額定功率7.5 kW 時(shí)，紋波系數(shù)約為0.015%；輸入功率約為7.8 kW，輸出功率約為7.5 kW，轉(zhuǎn)換效率約為96.15%；經(jīng)Power（Positive-Sequence）模塊計(jì)算功率因數(shù)始終在0.99 以上；使用Powergui 模塊計(jì)算輸入電流總諧波畸變率為2.78%，模型參數(shù)均滿足技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)。

2 元器件劣化對(duì)充電模塊運(yùn)行特性的影響

MOSFET 在充電模塊長(zhǎng)期運(yùn)行過程中會(huì)經(jīng)歷電熱應(yīng)力循環(huán)，各層材料界面處會(huì)產(chǎn)生剪切應(yīng)力，導(dǎo)致焊接材料中出現(xiàn)裂紋和空洞，從而導(dǎo)致漏源極導(dǎo)通電阻以及結(jié)-殼熱阻增大，目前MOSFET 劣化失效判定準(zhǔn)則為漏源極導(dǎo)通電阻增量為初始值的15%[26]。紋波電流分量流過鋁電解電容會(huì)在等效串聯(lián)電阻（Equivalent Series Resistance，ESR）上產(chǎn)生功率損耗導(dǎo)致電解液蒸發(fā)，而ESR 會(huì)隨著電解液蒸發(fā)而不斷增大，形成正反饋加速劣化過程，鋁電解電容的劣化失效判定準(zhǔn)則為25 ℃條件下電容值衰減20%或ESR 增大至初始值的2.8～3 倍[12]。

2.1 MOSFET劣化對(duì)充電模塊運(yùn)行特性的影響

充電模塊前后級(jí)電路MOSFET 承受的電熱應(yīng)力不同，因此在運(yùn)行相同時(shí)間情況下，兩者的導(dǎo)通電阻增量不一致。MOSFET 的功率損耗分為通態(tài)損耗和開關(guān)損耗兩部分，且通態(tài)損耗遠(yuǎn)低于開關(guān)損耗，因此可以忽略通態(tài)損耗。MOSFET 的開關(guān)損耗與開關(guān)頻率成正比，充電模塊前級(jí)電路開關(guān)頻率為50 kHz，后級(jí)電路開關(guān)頻率為70～150 kHz，可以認(rèn)為后級(jí)電路MOSFET 的功率損耗增量為前級(jí)電路的2 倍，在運(yùn)行相同時(shí)間情況下，后級(jí)電路MOSFET的劣化進(jìn)程是前級(jí)電路MOSFET 的2 倍，將后級(jí)電路MOSFET 導(dǎo)通電阻增量設(shè)置為前級(jí)電路MOSFET 的2 倍來(lái)模擬這一劣化進(jìn)程。

依據(jù)K39N60 型MOSFET 數(shù)據(jù)手冊(cè)，將充電模塊仿真模型中MOSFET 導(dǎo)通電阻初始值設(shè)置為55 mΩ，考慮到前級(jí)VIENNA 整流器的三相對(duì)稱性和后級(jí)LLC 諧振變換器的全橋結(jié)構(gòu)對(duì)稱性，將劣化后前后級(jí)電路MOSFET 的導(dǎo)通電阻分別設(shè)置為57.75 mΩ和60.5 mΩ（對(duì)應(yīng)的導(dǎo)通電阻增量為5%和10%），模擬MOSFET 劣化情況。MOSFET 劣化前后充電模塊的A 相輸入電流和直流輸出電壓如圖3 所示。

圖3 MOSFET劣化前后充電模塊運(yùn)行參數(shù)Fig.3 Operating parameters of charging module before and after MOSFET deterioration

由圖3 可知，MOSFET 劣化狀態(tài)設(shè)置前后充電模塊A 相輸入電流產(chǎn)生微小的負(fù)向偏置，整體輸出電壓產(chǎn)生了約0.01 V 的變化。MOSFET 劣化狀態(tài)設(shè)置前充電模塊的轉(zhuǎn)換效率為93.38%。MOSFET劣化狀態(tài)設(shè)置后充電模塊的轉(zhuǎn)換效率為93.22%。MOSFET 劣化導(dǎo)致充電模塊轉(zhuǎn)換效率下降約0.16%。導(dǎo)通電阻增大引起的功率損耗增量是由輸入端補(bǔ)充的，基本不影響輸出端。

2.2 鋁電解電容劣化對(duì)充電模塊運(yùn)行特性的影響

鋁電解電容的劣化特征參量為電容值衰減量和ESR 增量，兩者的失效閾值分別為20%和200%。依據(jù)EVR500-7500 型充電模塊中鋁電解電容的實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)，仿真模型中電容初始狀態(tài)參數(shù)設(shè)置如下：前級(jí)電路電容值為700 μF，ESR 為350 mΩ；后級(jí)電路電容值為400 μF，ESR 為700 mΩ。劣化狀態(tài)下前后級(jí)電容的電容值分別設(shè)置為560 μF 和320 μF（電容值衰減量為20%），ESR 分別設(shè)置為1.05 Ω和2.10 Ω（ESR 增量為200%）。鋁電解電容劣化前后充電模塊A 相輸入電流和直流輸出電壓如圖4 所示。

圖4 鋁電解電容劣化前后充電模塊運(yùn)行參數(shù)Fig.4 Operating parameters of charging module before and after deterioration of aluminum electrolytic capacitors

由圖4 可以看出，鋁電解電容劣化狀態(tài)設(shè)置前后充電模塊A 相輸入電流幅值增大，增幅約0.89 A。充電模塊輸出電壓幅值和平均值基本不變，但是紋波系數(shù)明顯增大。

經(jīng)計(jì)算，鋁電解電容劣化狀態(tài)設(shè)置前充電模塊的轉(zhuǎn)換效率為93.38%，劣化狀態(tài)設(shè)置后充電模塊的轉(zhuǎn)換效率為92.95%，鋁電解電容劣化同樣會(huì)導(dǎo)致充電模塊轉(zhuǎn)換效率下降約0.43%。鋁電解電容劣化對(duì)充電模塊轉(zhuǎn)換效率的影響要大于MOSFET。ESR 增大引起的功率損耗增量同樣是由輸入端補(bǔ)充的。

2.3 運(yùn)行特征量與評(píng)估方法

由2.1 和2.2 節(jié)分析可知，MOSFET 和鋁電解電容劣化會(huì)導(dǎo)致充電模塊的輸入電流有效值、輸出電壓紋波系數(shù)和轉(zhuǎn)換效率等運(yùn)行參數(shù)發(fā)生變化。但在同一輸出電壓等級(jí)下，不同充電模塊的輸出電壓紋波系數(shù)沒有明顯差異。一方面是因?yàn)榄h(huán)境中存在干擾，導(dǎo)致輸出電壓脈動(dòng)峰值和脈動(dòng)谷值的測(cè)量均存在誤差；另一方面是因?yàn)槌潆娔K在不同輸出電壓下紋波系數(shù)的數(shù)值較小，最大的紋波系數(shù)是在275 V 輸出電壓條件下產(chǎn)生的，其值不超過0.005，因此難以作為評(píng)判依據(jù)。

充電模塊的轉(zhuǎn)換效率信號(hào)中已包含輸入電流和輸出電壓有效值信息，因其有變化直觀易于觀察和與充電模塊的主要功能相關(guān)的優(yōu)點(diǎn)，所以本文選用轉(zhuǎn)換效率作為表征元器件劣化狀態(tài)的運(yùn)行特征量。

由2.1 和2.2 可知，當(dāng)MOSFET 門極閾值電壓和漏源極導(dǎo)通電阻兩者中的任意一個(gè)超過失效閾值15%即可認(rèn)為MOSFET 處于非健康狀態(tài)；當(dāng)鋁電解電容的ESR 增量超過200%或者電容值衰減百分比超過20%即可認(rèn)為鋁電解電容處于非健康狀態(tài)?；诖颂岢鲈骷】刀鹊母拍?，健康度與靜態(tài)參數(shù)相對(duì)劣化增量負(fù)相關(guān)，MOSFET 的健康度是由門極閾值電壓和導(dǎo)通電阻的相對(duì)劣化增量共同決定的，鋁電解電容的劣化狀態(tài)是由電容值衰減百分比和ESR 相對(duì)劣化增量共同決定的，并以元器件健康度的均值作為充電模塊整體健康度。因此，提出一種基于運(yùn)行特征量（不同輸出電壓下的轉(zhuǎn)換效率）與整體健康度的充電模塊劣化狀態(tài)評(píng)估方法。

3 充電模塊劣化狀態(tài)評(píng)估技術(shù)

3.1 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

充電模塊劣化狀態(tài)評(píng)估試驗(yàn)平臺(tái)包括運(yùn)行試驗(yàn)平臺(tái)和靜態(tài)參數(shù)測(cè)試平臺(tái)2 部分。

運(yùn)行實(shí)驗(yàn)平臺(tái)主要由充電模塊、上位機(jī)、信號(hào)采集單元和負(fù)載單元組成，如圖5 所示。選用深圳英可瑞公司的EVR500-7500 充電模塊，上位機(jī)通過控制器局域網(wǎng)（Controller Area Network，CAN）通信控制充電模塊的電壓電流輸出，信號(hào)采集單元包括LA-100P 霍爾型電流傳感器、P5200A 高壓差分探頭及NI-DAQ 采集卡，負(fù)載單元選用100 kW 的純阻性負(fù)載箱。圖5 中的溫度采集單元用于CAN 通信報(bào)文檢驗(yàn)。

圖5 運(yùn)行實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.5 Operating experimental platform

MOSFET 靜態(tài)參數(shù)測(cè)試平臺(tái)用以測(cè)量MOSFET的門極閾值電壓Vth和漏源極導(dǎo)通電阻Ron。

鋁電解電容的靜態(tài)參數(shù)測(cè)試平臺(tái)為IM3570 阻抗分析儀，量程為100 mΩ～100 MΩ，頻率范圍為4 Hz～5 MHz，誤差不超過0.08%，測(cè)量時(shí)間為0.5 ms，用以測(cè)量鋁電解電容的電容值和ESR。

3.2 充電模塊參數(shù)

根據(jù)3.1 節(jié)構(gòu)建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)給出4 臺(tái)不同運(yùn)行年限充電模塊的靜態(tài)參數(shù)。

元器件靜態(tài)參數(shù)實(shí)測(cè)值受到出廠分散性和劣化共同作用的影響，在實(shí)際工程應(yīng)用場(chǎng)景中，往往缺失元器件靜態(tài)參數(shù)的出廠基準(zhǔn)值，因此需要通過數(shù)學(xué)方法計(jì)算其近似值，以后級(jí)電路8 個(gè)MOSFET的導(dǎo)通電阻靜態(tài)參數(shù)為例進(jìn)行說明。

充電模塊后級(jí)電路所使用的MOSFET 型號(hào)一致，因此假設(shè)8 個(gè)MOSFET 導(dǎo)通電阻的基準(zhǔn)值相同；2 組LLC 并聯(lián)結(jié)構(gòu)具有對(duì)稱性，因此可以假設(shè)8個(gè)MOSFET 導(dǎo)通電阻的劣化增量相同，則基準(zhǔn)值、分散值、實(shí)測(cè)值和劣化增量的關(guān)系如式（1）所示：

式中：r0為導(dǎo)通電阻初始值；xi為分散性導(dǎo)致的導(dǎo)通電阻變化百分比；ri為導(dǎo)通電阻實(shí)測(cè)值；Δr為導(dǎo)通電阻劣化增量。

式（1）所示線性方程組的系數(shù)矩陣秩為8，未知量個(gè)數(shù)為10，因此線性方程組不能直接求解。將式（1）進(jìn)行變換，即：

式中：a為導(dǎo)通電阻倒數(shù)；b為變化增量。

由式（2）可知xi和ri具有線性關(guān)系。而分散值xi是符合正態(tài)分布的，在數(shù)據(jù)量足夠大的情況下，其平均值為0。本節(jié)數(shù)據(jù)量較小，不能認(rèn)為分散值的平均值為0，但待計(jì)算基準(zhǔn)值的近似值應(yīng)讓分散值的平均值盡可能接近零，因此可以用非線性規(guī)劃模型求基準(zhǔn)值和劣化增量的近似解，即：

因?yàn)橛勺畲髮?shí)測(cè)值計(jì)算得出的分散值不超過可能出現(xiàn)的最大分散值，所以a×rmax+b≤xmax；因?yàn)橛勺钚?shí)測(cè)值計(jì)算得出的分散值不小于可能出現(xiàn)的最小分散值，所以a×rmin+b≥xmin；由于實(shí)驗(yàn)用充電模塊都能正常工作，認(rèn)為所有MOSFET 均未到達(dá)失效閾值，即Δr/r0不超過15%，同時(shí)因?yàn)棣為正值，所以-1.15 ≤b≤-1；認(rèn)為可能出現(xiàn)的分散值上限為基準(zhǔn)值的100%，同時(shí)因?yàn)閞0(1+xi)＞0，因此xmax和xmin均在[-1，1]區(qū)間內(nèi)。求解式（3）可得到a和b的最優(yōu)解，進(jìn)一步通過式（2）可求得基準(zhǔn)值和劣化增量的近似值。

通過式（2）和式（3）對(duì)4 臺(tái)充電模塊前后級(jí)電路MOSFET 門極閾值電壓和導(dǎo)通電阻的基準(zhǔn)值和劣化增量的進(jìn)行估算，可計(jì)算得到所有MOSFET 靜態(tài)參數(shù)基準(zhǔn)值和劣化增量如表2 和表3 所示。

表2 MOSFET靜態(tài)參數(shù)基準(zhǔn)值Table 2 MOSFET static parameter reference values

表3 MOSFET靜態(tài)參數(shù)劣化增量Table 3 Deterioration increment of MOSFET static parameters

改變非線性規(guī)劃數(shù)學(xué)模型的約束條件同樣可以計(jì)算4 臺(tái)充電模塊前后級(jí)電路鋁電解電容ESR的基準(zhǔn)值和劣化增量。

3.3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析與驗(yàn)證

基于運(yùn)行實(shí)驗(yàn)平臺(tái)測(cè)量并計(jì)算4 臺(tái)不同充電模塊在不同輸出電壓等級(jí)下的轉(zhuǎn)換效率，如圖6 所示。由圖6 可知，充電模塊的轉(zhuǎn)換效率隨著輸出電壓的提高逐漸增大，不同充電模塊在同一輸出電壓等級(jí)下的轉(zhuǎn)換效率具有明顯的規(guī)律性差異：在轉(zhuǎn)換效率隨著輸出電壓的提高達(dá)到最大值前，模塊1 和模塊4 的轉(zhuǎn)換效率始終大于模塊3，模塊3 的轉(zhuǎn)換效率始終大于模塊2。

圖6 不同輸出電壓等級(jí)下的轉(zhuǎn)換效率Fig.6 Conversion efficiency at different output voltage levels

MOSFET 和鋁解電容的健康度與靜態(tài)參數(shù)相對(duì)劣化增量的關(guān)系如圖7 所示，以MOSFET 為例，x軸為門極閾值電壓Vth相對(duì)老化增量，y軸為導(dǎo)通電阻Ron相對(duì)老化增量，相對(duì)老化增量指的是絕對(duì)老化增量除以基準(zhǔn)值，z軸為MOSFET 健康度。

圖7 元器件健康度與靜態(tài)參數(shù)相對(duì)劣化增量的關(guān)系Fig.7 Relationship between component health and relative deterioration increment of static parameters

通過非線性規(guī)劃計(jì)算得到的靜態(tài)參數(shù)相對(duì)劣化增量與健康度曲面，即可計(jì)算前后級(jí)電路MOSFET和鋁電解電容的健康度，如表5 所示。

表5 各模塊元器件健康度Table 5 Component health of each module %

經(jīng)計(jì)算，模塊1—4 的整體健康度分別為67.385 3，66.338 3，67.256 7 和67.663 8，計(jì)算結(jié)果表明4 臺(tái)充電模塊整體健康度的關(guān)系為模塊4＞模塊1＞模塊3＞模塊2，與所測(cè)轉(zhuǎn)換效率的大小關(guān)系基本一致，說明充電模塊轉(zhuǎn)換效率隨整體健康度的提升而增大。利用模塊2—4 即可建立運(yùn)行特征量（不同輸出電壓下的轉(zhuǎn)換效率）與充電模塊整體健康度的數(shù)學(xué)模型，由于模塊2—4 的整體健康度較為接近，因此補(bǔ)充充電模塊健康度為100（出廠）時(shí)的運(yùn)行特征量可使數(shù)學(xué)模型更加準(zhǔn)確。所建立的數(shù)學(xué)模型如圖8 所示。

圖8 轉(zhuǎn)換效率與模塊整體健康度、輸出電壓的關(guān)系曲面Fig.8 Relationship between conversion efficiency，overall health of module and output voltage

圖8 所示曲面的數(shù)學(xué)表達(dá)式為二元五次多項(xiàng)式。利用模塊1 驗(yàn)證所提出數(shù)學(xué)模型的準(zhǔn)確性，模塊1 在不同輸出電壓下的實(shí)際轉(zhuǎn)換效率和數(shù)學(xué)模型計(jì)算所得轉(zhuǎn)換效率的對(duì)比如圖9 所示。

圖9 模塊1轉(zhuǎn)換效率實(shí)際值與計(jì)算值對(duì)比Fig.9 Comparison between actual value and calculated value of conversion efficiency of module 1

從圖9 可知，模塊1 轉(zhuǎn)換效率實(shí)際值與計(jì)算值的最大誤差為0.28%，表明所提出的充電模塊元器件健康度計(jì)算模型以及運(yùn)行特征量與充電模塊整體健康度之間的數(shù)學(xué)模型具有較高準(zhǔn)確性。

在工程應(yīng)用場(chǎng)景中，只需要測(cè)量充電模塊多個(gè)輸出電壓等級(jí)下的轉(zhuǎn)換效率，代入圖7 所示曲面即可計(jì)算得到表征充電模塊劣化狀態(tài)的整體健康度，如果低于60 則需要對(duì)此充電模塊進(jìn)行維修或者更換。

4 結(jié)語(yǔ)

本文對(duì)充電樁核心部件充電模塊劣化狀態(tài)評(píng)估技術(shù)進(jìn)行研究，提出了一種基于轉(zhuǎn)換效率的劣化狀態(tài)評(píng)估方法，建立了轉(zhuǎn)換效率與輸出電壓等級(jí)和表征充電模塊劣化狀態(tài)的整體健康度之間的數(shù)學(xué)模型，并通過實(shí)驗(yàn)對(duì)模型進(jìn)行了驗(yàn)證，表明以轉(zhuǎn)換效率作為特征量能夠區(qū)分劣化狀態(tài)不同的充電模塊。所提出的充電模塊劣化狀態(tài)評(píng)估方法對(duì)于包括充電樁在內(nèi)的充電設(shè)備智能化運(yùn)維具有一定的指導(dǎo)意義。