薛玉峰，蘇建徽，汪海寧，杜燕

（合肥工業(yè)大學(xué)光伏系統(tǒng)教育部工程研究中心，安徽 合肥 230009）

近年來，高壓直流輸電技術(shù)迅速發(fā)展，該技術(shù)適用于遠(yuǎn)距離大容量輸電和電力系統(tǒng)聯(lián)網(wǎng)，而且可以實(shí)現(xiàn)海底電纜輸電、大型城市地下電纜輸電，是實(shí)現(xiàn)能源優(yōu)化配置和綜合利用的重要技術(shù)支撐[1]。

由于高壓直流輸電的電壓等級(jí)較高，就目前的電力電子器件的制造技術(shù)水平和電力電子技術(shù)水平，單個(gè)功率器件的耐壓等級(jí)不可能做得很大，這就需要從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上來解決高壓輸入問題。目前，在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上的研究主要在以下幾個(gè)方面：通過功率器件的串聯(lián)來提高耐壓等級(jí)；通過多電平變換器提高裝置電壓等級(jí)；通過多模塊串并聯(lián)組合來承受高輸入電壓。

橋臂中開關(guān)器件的串聯(lián)均壓技術(shù)難度很大，即使是選擇相同參數(shù)、相同型號(hào)的器件，在實(shí)際運(yùn)行中還是會(huì)存在一定的差異，所以功率器件串聯(lián)往往會(huì)帶來功率器件之間的不均壓?jiǎn)栴}[2]。

常用的多電平變換器主要有中點(diǎn)鉗位型（neu?tral-point-clamped，NPC）多電平變換器、模塊化多電平變換器（modular multilevel converter，MMC）。對(duì)于NPC多電平變換器，隨著電平數(shù)的增加，拓?fù)鋸?fù)雜程度和調(diào)制難度將急劇增加，實(shí)際應(yīng)用中這些變換器的輸出電平數(shù)不可能很高[3]。對(duì)于MMC，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為子模塊串聯(lián)，避免開關(guān)器件的直接串聯(lián)，沒有串聯(lián)均壓的技術(shù)難題；其次，由于輸出電平數(shù)較多，可以使用平均開關(guān)頻率較低的調(diào)制策略，從而降低開關(guān)損耗[4]。然而MMC存在開關(guān)管數(shù)量較多、控制較復(fù)雜的缺點(diǎn)，因此本文提出更加簡(jiǎn)單的方案。

輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)（ISOP）逆變器適用于高等級(jí)直流輸入電壓領(lǐng)域[5-6]。目前常用的ISOP逆變器采用兩級(jí)式結(jié)構(gòu)，前級(jí)為高頻隔離的全橋直流變換器，后級(jí)為全橋逆變器[7-12]。但是在實(shí)際工程中大功率的高頻變壓器設(shè)計(jì)難度較大[13]，因此兩級(jí)式ISOP逆變器難以應(yīng)用在大功率場(chǎng)合。文獻(xiàn)[9]指出要保證ISOP逆變器處于正常工作狀態(tài)，就必須保證輸入電壓均壓和輸出電流均流。文獻(xiàn)[10]揭示了ISOP逆變器輸入均壓和輸出均流之間的聯(lián)系，指出在輸出均流控制下逆變器模塊呈現(xiàn)負(fù)阻特性，系統(tǒng)無(wú)法穩(wěn)定工作，必須加入輸入均壓控制才能保證系統(tǒng)穩(wěn)定。文獻(xiàn)[11-12]指出ISOP逆變器輸入均壓控制的本質(zhì)就是調(diào)節(jié)各逆變器模塊的有功功率。文獻(xiàn)[14-18]將載波移相SPWM技術(shù)應(yīng)用于輸出并聯(lián)型逆變器，指出在該調(diào)制方式下逆變器輸出電壓具有多電平特性，可以使等效開關(guān)頻率倍增，但未分析多電平產(chǎn)生的機(jī)理。

為解決上述問題，本文提出一種直接將逆變器輸入側(cè)串聯(lián)、輸出側(cè)通過多繞組工頻變壓器實(shí)現(xiàn)等效并聯(lián)的拓?fù)?，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，易于擴(kuò)展，適用于輸入電壓較高的大功率場(chǎng)合。同時(shí)，本文設(shè)計(jì)了一種單相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的輸入均壓控制方法，可以有效調(diào)節(jié)各逆變器模塊的有功功率，實(shí)現(xiàn)輸入均壓，減小開關(guān)管電壓應(yīng)力。此外，本文采用載波移相SPWM調(diào)制方式實(shí)現(xiàn)了ISOP逆變器輸出多電平特性，減少了輸出電壓諧波，并根據(jù)電路模態(tài)分析了多電平產(chǎn)生的機(jī)理。由于三電平逆變器與兩模塊ISOP逆變器輸出電平數(shù)相同，都具有提高拓?fù)淠蛪旱燃?jí)的特點(diǎn)，且有源中點(diǎn)鉗位型（active NPC，ANPC）相比于其他類型三電平逆變器具有損耗平衡、擴(kuò)展相對(duì)容易的優(yōu)點(diǎn)，則以1 500 V的輸入直流電壓等級(jí)為例，將兩模塊ISOP逆變器與ANPC三電平逆變器進(jìn)行優(yōu)劣對(duì)比，指出ISOP逆變器在諧波、擴(kuò)展性等方面的優(yōu)越性，最后進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

1 ISOP逆變器

1.1 ISOP逆變器主電路拓?fù)?/h3>

圖1為兩模塊組成的ISOP逆變器主電路拓?fù)?。其中，各逆變器模塊為功率開關(guān)管Sj1～Sj4（j=1，2）組成的單相全橋逆變器；Lj為各模塊濾波電感，與濾波電容C構(gòu)成LC濾波器；R為負(fù)載電阻；Cdj為各模塊均壓電容；輸出側(cè)通過多繞組工頻變壓器實(shí)現(xiàn)電壓隔離、變換和等效并聯(lián)的功能，變壓器匝數(shù)比為N1∶N2；Vdc為直流輸入電壓；vo為交流輸出電壓；iLj為各模塊電感電流；vdcj為各模塊直流側(cè)電壓；idcj為各模塊均壓電容電流；iinj為各模塊輸入電流；iin為總輸入電流。該拓?fù)淇蓱?yīng)用于輸入電壓較高的大功率場(chǎng)合。

圖1 ISOP逆變器主電路拓?fù)銯ig.1 Main circuit topology of ISOP inverter

多繞組變壓器等效電路如圖2所示。其中，L1σ，L2σ為變壓器原邊的漏感；Lσ為變壓器副邊的漏感；Lm，Rm分別為勵(lì)磁電感和鐵損等效電阻；變壓器匝數(shù)比為N1∶N2；iL1，iL2為變壓器原邊的電流；iL為變壓器副邊的電流。若不計(jì)勵(lì)磁電流影響，根據(jù)磁勢(shì)平衡，則有[19-20]：

根據(jù)圖2和式（1），多繞組變壓器可以起到等效并聯(lián)的作用，相比較多個(gè)變壓器實(shí)現(xiàn)并聯(lián)，極大地減小了體積和成本。

圖2 多繞組變壓器等效電路Fig.2 Equivalent circuit of multi-winding transformer

1.2 ISOP逆變器控制策略與調(diào)制方式

1.2.1 輸入均壓環(huán)設(shè)計(jì)

本文將圖1所示的ISOP逆變器應(yīng)用于輸入直流電壓等級(jí)較高的場(chǎng)合，由于功率開關(guān)管的耐壓能力有限，因此該拓?fù)涞年P(guān)鍵問題在于通過實(shí)現(xiàn)輸入均壓以減小開關(guān)管的電壓應(yīng)力。

根據(jù)能量守恒，有：

式中：Pinj，Poj，ηj，Vo，ILj，φj分別為各逆變器模塊輸入功率、輸出有功功率、傳輸效率、輸出電壓有效值、電感電流有效值、電感電流與輸出電壓夾角。

當(dāng)各模塊電路參數(shù)完全相同時(shí)，各模塊傳輸效率相等，若采用輸出均流控制，則各模塊電感電流有效值相等、電感電流與輸出電壓夾角相等，則有：

將式（3）代入式（2）得到：

電壓電容電流平均值為零，即

則可得到：

將式（6）代入式（4）得到：

根據(jù)式（2）～式（7），在不考慮各模塊參數(shù)差異和各種擾動(dòng)的影響時(shí)，若實(shí)現(xiàn)輸出均流，即可實(shí)現(xiàn)輸入均壓。

當(dāng)ISOP逆變器只采用輸出均流控制策略時(shí)，從輸入端看，逆變器模塊呈現(xiàn)為負(fù)阻特性。當(dāng)某一模塊的輸入電壓受到擾動(dòng)上升時(shí)，該模塊的輸入電壓和輸入電流成反比，則輸入電流減小，流過均壓電容的電流增加并大于零，輸入電壓會(huì)繼續(xù)上升，從而形成正反饋。由于實(shí)際電路參數(shù)具有離散性，以及考慮到各種擾動(dòng)的影響，只采用輸出均流控制時(shí)，輸入電壓是不穩(wěn)定的，故必須加入輸入均壓控制。

輸入均壓控制的本質(zhì)是采集各模塊輸入電壓的誤差信號(hào)來調(diào)節(jié)其有功功率，使每個(gè)模塊的輸入電壓與輸入電流成正比，從而形成負(fù)反饋。例如輸入電壓高的模塊通過輸入均壓控制提高該模塊的有功功率使輸入電流增加，從而流過均壓電容的電流減小并小于零，則該模塊的輸入電壓減小，實(shí)現(xiàn)輸入均壓。常用的輸入均壓控制策略如圖3所示。

圖3 常用的ISOP逆變器輸入均壓控制策略Fig.3 General input-voltage sharing control strategy for ISOP inverter

該控制策略包含了輸出電壓環(huán)、電感電流環(huán)和均壓環(huán)，均壓環(huán)和電感電流環(huán)采用P控制，輸出電壓環(huán)采用PI控制，兩個(gè)逆變器模塊電流環(huán)共用一個(gè)指令電流實(shí)現(xiàn)輸出均流，在輸出均流基礎(chǔ)上，通過均壓環(huán)對(duì)各模塊電感電流幅值進(jìn)行微調(diào)，實(shí)現(xiàn)對(duì)各模塊有功功率的調(diào)節(jié)，從而實(shí)現(xiàn)輸入均壓。其中，輸入電壓誤差ivdj為直流信號(hào)，需要引入乘法器使ivdj與電流環(huán)指令電流ivo相乘得到電流環(huán)指令電流幅值的校正信號(hào)isvj，將ivo與isvj相減后便得到校正后的電流環(huán)指令電流irefj。此外，考慮到功率較大時(shí)開關(guān)管的開關(guān)頻率受限，在靜止坐標(biāo)系下輸出電壓會(huì)有較大的穩(wěn)態(tài)誤差[21]，因此本文提出了一種單相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的輸入均壓控制策略，如圖4所示。

圖4 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下ISOP逆變器輸入均壓控制策略Fig.4 Input-voltage sharing control strategy for ISOP inverter in rotating coordinate system

對(duì)于單相逆變器，若要在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下控制，必須先構(gòu)造虛擬β坐標(biāo)，將原交流電壓電流信號(hào)作為α坐標(biāo)，并將α坐標(biāo)延遲90°得到β坐標(biāo)，再進(jìn)行dq變換，則得到dq坐標(biāo)信號(hào)[22]。此外，電流環(huán)產(chǎn)生調(diào)制波的d，q分量mjd，mjq，須通過dq逆變換，略去β軸調(diào)制波分量mjβ，才能得到各逆變器模塊的調(diào)制波mjα。圖4所示的控制方法與圖3相比，由于dq坐標(biāo)系下的電壓、電流都是直流量，故無(wú)需乘法器，直接可以用輸入電壓誤差ivdj來調(diào)節(jié)電流環(huán)d軸上的指令電流，從而調(diào)節(jié)各模塊有功功率，實(shí)現(xiàn)輸入均壓。

1.2.2 載波移相SPWM技術(shù)

本文將載波移相SPWM技術(shù)應(yīng)用在圖1所示的ISOP逆變器中，通過使各逆變器模塊的三角載波相位互差360°/2，最終達(dá)到減小輸出電壓諧波的目的。由于單相全橋逆變器在單極性調(diào)制下1對(duì)開關(guān)管工作在基波頻率，1對(duì)開關(guān)管工作在開關(guān)頻率，因此開關(guān)損耗較小，另外單極性調(diào)制的高次諧波少于雙極性調(diào)制，故這里采用單極性調(diào)制。對(duì)于兩模塊的輸出并聯(lián)型逆變器，當(dāng)輸出端無(wú)變壓器、濾波電容和負(fù)載電阻時(shí)，將各逆變器等效成電壓源，此時(shí)輸出并聯(lián)型逆變器等效電路如圖5所示。載波移相調(diào)制原理如圖6所示。

圖5 輸出并聯(lián)型逆變器等效電路Fig.5 Equivalent circuit of output parallel inverter

圖6 輸出并聯(lián)型逆變器載波移相調(diào)制原理Fig.6 Carrier phase shift modulation principle of output parallel inverter

當(dāng)兩個(gè)逆變器的三角載波無(wú)相位差時(shí)，vi1=vi2始終成立，系統(tǒng)無(wú)環(huán)流，輸出電壓vo=vi1=vi2，此時(shí)輸出電壓的電平數(shù)與單個(gè)逆變器相同。當(dāng)兩個(gè)逆變器的三角載波存在180°的相位差時(shí)，vi1和vi2不一定相等，系統(tǒng)產(chǎn)生環(huán)流iH，影響電感L1和L2的電壓值，從而影響vo的輸出特性。調(diào)制波和兩組載波波形圖如圖6a所示，調(diào)制波與兩組相位互差180°的載波相交，得到圖6b和圖6c中vi1和vi2的波形，分別由Vdc/2，0，-Vdc/2三種電平組成。在同一時(shí)刻，vi1與vi2的電壓值有多種排列組合，對(duì)應(yīng)vo有多種不同的電壓值。例如，當(dāng)vi1=Vdc/2，vi2=Vdc/2時(shí)，vL1=vL2=0，此時(shí)vo=Vdc/2；當(dāng)vi1=Vdc/2，vi2=0時(shí)，vL1=vL2=Vdc/4，此時(shí)vo=Vdc/4。同理，可得到vi1與vi2的其他排列組合下的vo的電壓值。綜上可得，vo有Vdc/2，Vdc/4，0，-Vdc/4，-Vdc/2五種電平，其波形如圖6d所示。因此，輸出并聯(lián)型逆變器在載波移相調(diào)制方式下輸出電壓具有多電平特性，則將載波移相SPWM技術(shù)應(yīng)用在ISOP逆變器可有效改善輸出電壓的諧波特性。

2 ANPC三電平逆變器

2.1 ANPC三電平逆變器主電路拓?fù)?/h3>

單相ANPC三電平逆變器拓?fù)淙鐖D7所示。每個(gè)橋臂由6個(gè)功率開關(guān)管Sx1～Sx6組成（x=1，2）；濾波電感L與濾波電容C構(gòu)成LC濾波器；R為負(fù)載電阻；Cd1，Cd2為直流側(cè)電容；變壓器匝數(shù)比為N3∶N4；Vdc為直流輸入電壓；vo為交流輸出電壓。該拓?fù)涿總€(gè)功率開關(guān)管只承受直流母線電壓的1/2，也可以用于輸入直流電壓等級(jí)較高的場(chǎng)合。每個(gè)橋臂輸出Vdc/2，0，-Vdc/2三種電平，分別記作P，O和N三種狀態(tài)，通過排列組合輸出電壓可以產(chǎn)生Vdc，Vdc/2，0，-Vdc/2，-Vdc五種電平，具有較好的諧波特性。

圖7 單相ANPC三電平逆變器主電路拓?fù)銯ig.7 Main circuit topology of single-phase ANPC three-level inverter

2.2 ANPC三電平逆變器調(diào)制方式

文獻(xiàn)[23]指出，輸出狀態(tài)為O時(shí)有4種冗余狀態(tài)，考慮到狀態(tài)之間切換時(shí)開關(guān)順序的問題及控制方面對(duì)于開關(guān)管互補(bǔ)關(guān)系的要求，選擇其中的兩種冗余狀態(tài)。單相ANPC三電平逆變器的四種開關(guān)狀態(tài)如表1所示。

表1 單相ANPC三電平逆變器開關(guān)狀態(tài)Tab.1 Switching states of single-phase ANPC three-level inverter

根據(jù)表 1，開關(guān)管 Sx1和 Sx5，Sx2和 Sx3，Sx4和 Sx6分別互補(bǔ)，且為了減小開關(guān)損耗和實(shí)現(xiàn)損耗平衡，本文采用P與OL之間切換、N與OU之間切換的方式。這種切換方式下每個(gè)橋臂只有一對(duì)開關(guān)管工作在開關(guān)頻率，其他開關(guān)管工作在基波頻率，有利于開關(guān)損耗的降低。另外，單相ANPC三電平逆變器存在中點(diǎn)電位波動(dòng)的固有缺陷，可以在SVPWM調(diào)制方式下調(diào)整冗余小矢量作用時(shí)間實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡，單相SVPWM調(diào)制方式以及中點(diǎn)電位平衡控制可參考文獻(xiàn)[24]。

3 對(duì)比分析

根據(jù)第1節(jié)和第2節(jié)的分析，兩模塊的單相ISOP逆變器和單相ANPC三電平逆變器存在以下共同的優(yōu)點(diǎn)：

1）兩種拓?fù)涞墓β书_關(guān)管承受的電壓應(yīng)力都只有直流母線電壓的1/2，均可用于輸入電壓較高的大功率場(chǎng)合；

2）兩模塊的單相ISOP逆變器在載波移相調(diào)制下的輸出電平數(shù)和單相ANPC三電平逆變器相同，都為5，因此兩者均具有較小的電壓變化率和較好的諧波特性。此外，ISOP逆變器同ANPC三電平逆變器一樣不僅可以應(yīng)用于單相，也可以用在三相上，只需將每個(gè)逆變器模塊換成三相逆變器即可。

然而，在以下方面單相ISOP逆變器明顯優(yōu)于單相ANPC三電平逆變器：?jiǎn)蜗郃NPC三電平逆變器開關(guān)管數(shù)量較多，因此控制較復(fù)雜，且擴(kuò)展難度較大，難以應(yīng)用在直流電壓等級(jí)更高的場(chǎng)合；單相ISOP逆變器拓?fù)溟_關(guān)管數(shù)量較少，控制簡(jiǎn)單，且容易擴(kuò)展成更多的模塊，產(chǎn)生更多的輸出電平，可用于等級(jí)更高的直流電壓。

4 仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文提出的ISOP逆變器輸入均壓控制策略的正確性，以及ISOP逆變器相比于ANPC三電平逆變器的優(yōu)越性，本文采用Matlab進(jìn)行仿真驗(yàn)證。仿真參數(shù)為：直流母線電壓Vdc=1 500 V，輸出交流電壓35 kV/50 Hz，系統(tǒng)容量2 MW，開關(guān)頻率fs=5 kHz，直流側(cè)電容Cd1=Cd2=10 000 μF，輸出濾波電容C=0.29μF；ISOP逆變器的變壓器升壓比為N1∶N2=1∶80，ANPC三電平逆變器的變壓器升壓比為N3∶N4=1∶40；為了公平比較ISOP逆變器和ANPC三電平逆變器的輸出電壓THD值，兩者的濾波電感等效到變壓器副邊的值應(yīng)相同，則ISOP逆變器濾波電感L1=L2=109μH，ANPC三電平逆變器濾波電感L=218μH。

圖8為ISOP逆變器兩模塊電路參數(shù)完全相同且未采用輸入均壓控制時(shí)，在0.05 s處對(duì)模塊1直流側(cè)電壓加入波動(dòng)的仿真波形。在0.05 s之前，電路參數(shù)相同且無(wú)擾動(dòng)影響，此時(shí)僅由輸出均流控制便可實(shí)現(xiàn)輸入均壓；在0.05 s之后，在輸入電壓擾動(dòng)的影響下，根據(jù)逆變器模塊的負(fù)阻特性，輸入電壓高的模塊，其輸入電壓會(huì)繼續(xù)升高，反之，輸入電壓低的模塊，其輸入電壓會(huì)繼續(xù)降低。但模塊2的輸入電壓不會(huì)下降到零，其輸入電壓降低到不能提供額定輸出電壓時(shí)，輸出電流會(huì)減小，則該模塊輸入電流iin2降低并小于總輸入電流iin，idc2大于零，使模塊2的輸入電壓上升。因此，只采用輸出均流控制時(shí)，在輸入電壓擾動(dòng)的影響下輸入電壓會(huì)呈現(xiàn)振蕩狀態(tài)，這種情況下開關(guān)管會(huì)承受很大的電壓應(yīng)力，所以必須采用輸入均壓控制。

圖8 未采用輸入均壓控制時(shí)ISOP逆變器仿真波形Fig.8 Simulation waveforms of ISOP inverter without input-voltage sharing control

圖9為ISOP逆變器兩模塊電路參數(shù)完全相同并采用輸入均壓控制時(shí)的仿真波形。各模塊輸入電壓、輸出電壓分別如圖9a和圖9b所示。圖9a未采用載波移相，此時(shí)輸入電壓誤差為零，而圖9b采用載波移相后輸入電壓存在一定波動(dòng)，與輸入電壓參考值的誤差保持在10 V以內(nèi)。圖9c為采用載波移相時(shí)兩模塊輸入電壓、電感電流局部波形，可以看出當(dāng)采用載波移相時(shí)，兩模塊電感電流紋波交錯(cuò)，從而增加兩模塊有功功率誤差，導(dǎo)致輸入電壓產(chǎn)生誤差，但輸入電壓誤差一直維持在較小的范圍內(nèi)。從圖9可以看出，ISOP逆變器在載波移相的調(diào)制方式下較好地實(shí)現(xiàn)了輸入均壓。

圖9 電路參數(shù)完全相同時(shí)ISOP逆變器仿真波形Fig.9 Simulation waveforms of ISOP inverter with completely identical circuit parameters

當(dāng)ISOP逆變器兩模塊均壓電容、濾波電感、變壓器升壓比存在差異時(shí)，在載波移相調(diào)制方式下各模塊輸入電壓、輸出電壓如圖10所示。圖10a為均壓電容存在10%差異時(shí)的波形，圖10b為濾波電感存在10%差異時(shí)的波形，圖10c為變壓器升壓比分別為1∶85，1∶80時(shí)的波形。從圖10可以看出，當(dāng)兩模塊電路參數(shù)存在差異時(shí)，ISOP逆變器較好地實(shí)現(xiàn)了輸入均壓。

圖10 電路參數(shù)存在差異時(shí)ISOP逆變器仿真波形Fig.10 Simulation waveforms of ISOP inverter with different circuit parameters

圖11為ISOP逆變器輸入電壓突變時(shí)的仿真波形。輸入電壓在1 500 V和1 600 V之間跳變時(shí)，兩模塊的輸入電壓保持了較好的均分效果。

圖11 輸入電壓突變時(shí)ISOP逆變器仿真波形Fig.11 Simulation waveforms of ISOP inverter when the input voltage changes suddenly

圖12為ISOP逆變器負(fù)載突變時(shí)的仿真波形。當(dāng)負(fù)載在滿載和半載之間跳變時(shí)，兩模塊的輸入電壓波動(dòng)均穩(wěn)定在較小的范圍內(nèi)。

圖12 負(fù)載突變時(shí)ISOP逆變器仿真波形Fig.12 ISOP inverter simulation waveforms when the load changes suddenly

從圖9～圖12可以看出，在穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)時(shí)，本文提出的輸入均壓控制均具有較好的均分直流側(cè)電壓的效果。

圖13為輸出端無(wú)濾波電容和負(fù)載電阻時(shí)ISOP逆變器和ANPC三電平逆變器的輸出電壓波形。從圖13可以看出，在載波移相調(diào)制方式下，ISOP逆變器具有和ANPC三電平逆變器相同的多電平輸出特性，驗(yàn)證了1.2.2節(jié)的分析。

圖13 輸出無(wú)RC時(shí)兩種逆變器輸出電壓波形Fig.13 Output voltage waveforms of the two inverter without RC at the output end

圖14為ISOP逆變器和ANPC三電平逆變器輸出電壓頻譜分布。由于兩者輸出電壓電平數(shù)都為5，因此諧波特性比較接近，THD值幾乎相同。

圖14 兩種逆變器輸出電壓頻譜Fig.14 Output voltage spectrum of the two inverter

5 結(jié)論

本文以ISOP逆變器為研究對(duì)象，針對(duì)輸入均壓?jiǎn)栴}提出了一種單相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的輸入均壓控制策略，可以通過調(diào)節(jié)各逆變器模塊的有功功率實(shí)現(xiàn)輸入均壓，保證系統(tǒng)穩(wěn)定工作。本文還根據(jù)電路模態(tài)分析了輸出并聯(lián)逆變器在載波移相SPWM調(diào)制方式下產(chǎn)生多電平的機(jī)理，同時(shí)在多個(gè)方面將ISOP逆變器和ANPC三電平逆變器進(jìn)行對(duì)比，指出ISOP逆變器的優(yōu)越性。最后通過仿真驗(yàn)證了輸入均壓控制策略的有效性以及ISOP逆變器的優(yōu)越性。